一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路。

背景技术：

开关电源在输入工频整流桥后有一个储能电容，若此电容上电压很低时，在开机上电的瞬间的，该电容的充电电流(即开机冲击电流)特别大，远大于正常工作电流。特别是大功率开关电源，因为功率越大，所需储能电容的容量也越大，这样充电时间更长，这会对电源输入部分的元件造成较严重的电流冲击，甚至会导致保险烧毁、空开跳闸等故障现象。

对此，行业内通常是在输入线路中串电阻的方式来限制冲击电流，但随着功率的增大，整流二极管后的储能电阻的损耗也越来越大，严重制约电源效率的提升。也有使用负温度系数热敏电阻来做限流电阻，但在低温下其阻值会成指数倍数增加，反而影响电源的正常起机和正常工作,只适用于温度范围不宽的场合，且正常工作时，热敏电阻温度一般都较高，存在一定损耗。后续又出现一种开机后使用继电器短接该电阻的方案，但存在响应时间慢、成本高的缺点，只适用于超大功率且有辅助电源供电的电源。

技术实现要素：

有鉴于现有技术的上述缺陷，本实用新型所要解决的技术问题是提供一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，以解决现有技术的不足。

为实现上述目的，本实用新型提供了一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，其特征在于：包括工频整流电路、开机限流电路、储能电容、功率变换电路、RCD吸收电路和切换开关电路，所述工频整流电路输出端与开机限流电路、切换开关电路连接，所述开机限流电路、切换开关电路输出端均与储能电容连接，所述切换开关电路输入端与RCD吸收电路连接，所述RCD吸收电路输入端与功率变换电路连接，所述储能电容输出端与功率变换电路连接。

上述的一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，其特征在于：所述工频整流电路为整流桥堆DB1，所述开机限流电路为热敏电阻RT1，所述储能电容为电解电容E1；整流桥堆DB1直流输出端与热敏电阻RT1一端连接，所述热敏电阻RT1另一端与电解电容E1正极连接，所述电解电容E1负极接地。

上述的一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，其特征在于：所述切换开关电路包括MOS管Q1和电阻R2、R3，MOS管Q1的漏极与工频整流电路直流输出端连接，所述MOS管Q1栅极分别连接电阻R2一端、R3一端，所述电阻R2另一端连接电解电容E1正极和MOS管Q1的源极，所述电阻R3另一端连接RCD吸收电路。

上述的一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，其特征在于：所述RCD吸收电路包括电阻R1、电容C1和二极管D1，所述电阻R1、电容C1并联，电阻R1、电容C1并联的一端连接MOS管Q1的源极和变压器原边绕组一端，电阻R1、电容C1并联的另一端连接二极管D1负极，二极管D1正极连接变压器原边绕组另一端。

上述的一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，其特征在于：所述功率变换电路包括控制及开关变化芯片、电容E2、二极管D2和变压器，所述控制及开关变化芯片输出端与电容E2并联连接，所述电容E2正极与二极管D2负极连接，所述二极管D2正极与变压器辅助供电绕组一端连接，所述变压器辅助供电绕组另一端连接接地。

本实用新型的有益效果是：

1、本实用新型不需额外供电，直接使用电路中的RCD吸收对MOS管进行开关控制；

2、本实用新型同一个电源，输出功率越大时，漏感越大，C1电压越高，可通过改变R3\R2的比例，使输出功率大于一个功率段后，开启MOS管；

3、本实用新型限流电阻RT1可以选择小功率大阻值的电阻，所用器件数量少，相较于继电器方案成本更低，占用体积小，性价比非常高。

以下将结合附图对本实用新型的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本实用新型的目的、特征和效果。

附图说明

图1是本实用新型的整体结构框图。

图2是本实用新型的电路原理图。

具体实施方式

如图1所示，一种降低开关电源开机冲击电流的高效电路，其特征在于：包括工频整流电路1、开机限流电路2、储能电容3、功率变换电路4、RCD吸收电路5和切换开关电路6，所述工频整流电路1输出端与开机限流电路2、切换开关电路6连接，所述开机限流电路2、切换开关电路6输出端均与储能电容3连接，所述切换开关电路6输入端与RCD吸收电路5连接，所述RCD吸收电路5输入端与功率变换电路4连接，所述储能电容3输出端与功率变换电路4连接。

如图2所示，本实施例中，所述工频整流电路1为整流桥堆DB1，所述开机限流电路2为热敏电阻RT1，所述储能电容3为电解电容E1；整流桥堆DB1直流输出端与热敏电阻RT1一端连接，所述热敏电阻RT1另一端与电解电容E1正极连接，所述电解电容E1负极接地。

本实施例中，所述切换开关电路6包括MOS管Q1和电阻R2、R3，MOS管Q1的漏极与工频整流电路1直流输出端连接，所述MOS管Q1栅极分别连接电阻R2一端、R3一端，所述电阻R2另一端连接电解电容E1正极和MOS管Q1的源极，所述电阻R3另一端连接RCD吸收电路5。

本实施例中，所述RCD吸收电路5包括电阻R1、电容C1和二极管D1，所述电阻R1、电容C1并联，电阻R1、电容C1并联的一端连接MOS管Q1的源极和变压器原边绕组一端，电阻R1、电容C1并联的另一端连接二极管D1负极，二极管D1正极连接变压器原边绕组另一端。

本实施例中，所述功率变换电路4包括控制及开关变化芯片、电容E2、二极管D2和变压器，所述控制及开关变化芯片输出端与电容E2并联连接，所述电容E2正极与二极管D2负极连接，所述二极管D2正极与变压器辅助供电绕组一端连接，所述变压器辅助供电绕组另一端连接接地。

本实用新型电路实现起来相比继电器方案而言更为简单，其主要思路是在电源初次上电时通过限流电阻限流，该限流电阻阻值可以选得比较大，以便能最大程度的限制对储能电容的充电电流。当储能电容充满电后，输入电流已经很小，此时电源控制及开关变换电路开始工作，利用原边功率绕组的RCD吸收电压，驱动并联在限流电阻两端的开关MOS管，开关管由之前的截止状态变为导通状态，由于MOS管的导通内阻远远小于限流电阻，因此输入线上的电流基本上都从电阻小的MOS管流过，不再流经限流电阻，还是由于内阻小的原因，限流电阻及MOS管上损耗很小。此电路还可以利用RCD吸收电压与输出功率的关系，通过调节驱动电阻分配比例，使开关MOS管在输出功率达到一定程度后短接限流电阻，让开关管在轻载时不导通，重载时导通，可以提高电源轻载时的视在功率。以下为本实用新型的工作原理：

1.电源初次上电，限流电阻限制开机冲击电流：

交流输入电压经过整流桥DB1整流后，流经RT1，对E1充电。由于电源变压器还没有进入工作，所以Q1处于截止状态。输入冲击电流I_in＝(U_in-U_e1)/R_RT1，由I_in公式可知，其最大值对应为U_in最大，U_e1最小，R_RT1最小(此方案为定值电阻)，也就是当电容E1电压为零时，突然在输入接最高电压，输入冲击电流I_in可达到最大值。例如：通常无此切换电路的电源RT1为10欧姆，输入265VAC，I_in-max＝(265*1.414-0)/10＝37.47A；使用此切换电路的电源RT1可为50欧姆，输入265VAC，I_in-max＝(265*1.414-0)/50＝7.49A；此电流改善非常明显，理论上，此电阻可以选的更大，这样限流效果更为明显。

2.电源上电完成后，限流电阻被开关MOS管切换掉，以降低损耗：

当E1充满电后，功率及开关变换电路开始工作，原边功率绕组负责传递能量，辅助供电绕组及次边输出绕组接收能量，实现能量的传递，以获取所需的输出电压电流。但由于变压器存在漏感，不能将所有能量传递到其他绕组，漏感产生的能量会返回到原边，电路中通过D1\R1\C1吸收，即RCD吸收，消耗这部分能量，C1电压经过R3\R2分压后，对Q1门极进行控制，Q1由截止状态变为导通状态，此时Q1与RT1为并联关系，由于Q1的导通内阻远小于RT1，所以输入电流大部分从Q1流过，根据P＝I²R，其损耗也大为降低。

3.当电源关机后，R1对C1的放电，C1电压降为零，R2两端无电压，Q1在下次开机时又处于截止状态。

以上详细描述了本实用新型的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本实用新型的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本实用新型的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。