电力转换装置以及使用电力转换装置的电源系统的制作方法

本发明涉及一种具有开关电源装置和控制开关电源装置的控制电路的电力转换装置，尤其涉及一种搭载于汽车的电力转换装置。

背景技术：

近年来，在化石燃料的枯竭和地球环境问题的恶化的背景下，混合动力汽车、电动汽车这样的利用电能的汽车所受到的关注不断提高，实用化不断推进。这种使用电能的汽车大多配备有电力转换装置，所述电力转换装置对来自高压电池的电压进行降压，从而将需要的电力供给至低压的电气设备，该高压电池用于对用以驱动车轮的马达供给电力。对空调、音响、汽车的控制器等电气设备供给电力的电力转换装置通常使用开关电源装置。此外，开关电源装置需要不仅能进行降压动作、还能进行升压动作的双向开关电源。这是因为存在如下用途等：在高压电池放完电的情况下，从低压电池供给电力，使高压电池成为能够动作的状态。

此处，电力转换装置在转换电力时，会发生铜损耗、固定损耗等损耗。开关电源装置中发生的铜损耗与流通的电流的平方成比例。因此，存在以并联方式设置2个以上的开关电源装置以提高电力转换装置的转换效率的情况。通过构成并联而成的电力转换装置，能使各开关电源的输出电流减半，因此铜损耗得以降低，由此，能够大幅提高电力转换装置的转换效率。

此外，通常，就并联的开关电源装置而言，在开关电源中搭载的元件中，会因元件的偏差或者线路长度的差异等而在各开关电源间发生电流的不平衡。若发生电流不平衡，则电流会集中于并联在一起的开关电源中的某一方。若发生了电流集中，则该开关电源装置中的损耗会大于正常状态，对于电流和散热的设计而言，需要具有余裕的余量设计。通常，并联的各开关电源是以相同设计值设计的，因此，对于电流不会集中的开关电源也需要具有余量的设计值。因而，若发生电流不平衡，则在各开关电源中需要电流和散热条件具有余量的设计值，从而妨碍并联的开关电源的小型化和低成本化。

因此，有在发生了电流不平衡的情况下独立地控制多个并联在一起的开关电源装置各自的开关元件的方法。在发生了电流不平衡时，检测该电流不平衡量而独立地控制各开关电源装置，由此进行抑制该电流不平衡差的控制。通过该控制方法，在发生了电流不平衡的情况下，会以电流不平衡量减小的方式进行控制，因此并联开关电源装置的电流不平衡得到改善。尤其是作为进行升压时的这种控制的电力转换装置，例如已知有日本专利特开2010-124671号公报(专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2010-124671号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

另外，上述电力转换装置为如下构成：分别控制各开关电源的低压侧的开关元件，以抑制升压动作时的电流不平衡。然而，在专利文献1中，因采取上述构成而存在如下问题。也就是说，由于对并联在一起的开关电源装置的低压侧元件分别进行控制，因此驱动低压侧元件的驱动电路也根据并联数而增加，从而导致电力转换装置的成本及尺寸增大。

鉴于这种问题，本发明的目的在于提供一种电力转换装置以及配备该电力转换装置的汽车，所述电力转换装置由并联在一起的多个开关电源装置构成，具备能够削减电力转换装置的成本及尺寸的电路构成和在所述电路构成中能够抑制电流不平衡的新颖的控制方法。

解决问题的技术手段

本发明的电力转换装置具备经由第1变压器相连接的第1低压侧电路及第1高压侧电路和经由第2变压器相连接的第2低压侧电路及第2高压侧电路，所述第1高压侧电路及所述第2高压侧电路的开关时刻以升压动作时的去往所述第1低压侧电路的输入电流与去往所述第2低压侧电路的输入电流的电流差小于规定值的方式受到控制。并且，更优选具备驱动电路，所述驱动电路对所述第1低压侧电路或所述第2低压侧电路中的至少任一方输出开关元件的驱动信号。

发明的效果

根据本发明，一方面能够削减电力转换装置的成本和尺寸，另一方面能够抑制并联在一起的电源装置的电流不平衡。

附图说明

图1为表示实施例1中的电力转换装置的电路构成的图。

图2为表示对实施例1中的低压电路进行变更而得的电力转换装置的电路构成的图。

图3为实施例1中的电力转换装置的选通信号波形。

图4为表示实施例1的电力转换装置中的toff期间内的动作状态的图。

图5为表示实施例2中的电力转换装置的电路构成的图。

图6为实施例2中的电力转换装置的选通信号波形。

图7为表示实施例3中的电力转换装置的电路构成的图。

图8为实施例3中的电力转换装置的选通信号波形。

图9为实施例4中的汽车中搭载的零件的构成图。

图10(a)为表示实施例4(a)中的电力的流通的图。

图10(b)为表示实施例4(b)中的电力的流通的图。

图10(c)为表示实施例4(c)中的电力的流通的图。

具体实施方式

下面，参考附图，对本发明的电力转换装置的实施方式进行说明。再者，各图中，对同一要素标注同一符号，并省略重复的说明。本发明不限定于以下实施方式，而是将本发明的技术性概念中的各种变形例和应用例也包含在其范围内。

(第1实施方式)

图1为第1实施方式中的电力转换装置的构成图。本实施方式中的电力转换装置由开关电源装置1构成。开关电源装置1具有第一变压器11及第二变压器12、连接于变压器的低压侧的低压侧电路、以及连接于变压器的高压侧的高压侧电路。

开关电源装置1的高压端子21与高压电池15的正极连接。开关电源装置1的高压端子22与高压电池15的负极连接。再者，也能以与高压电池15并联的方式插入平滑用电容器，除了高压电池15以外，也可并联有高压用负载。

在开关电源装置1的高压端子21与高压端子22之间并联有共通开关支路2、第一开关支路3及第二开关支路4。在高压端子21上连接有共通开关支路2的一端子、第一开关支路3的一端子以及第二开关支路4的一端子。在高压端子22上连接有共通开关支路2的另一端子、第一开关支路3的另一端子以及第二开关支路4的另一端子。

共通开关支路2具有2个串联在一起的mosfetq1、q2和mosfet内的体二极管或外置二极管d1、d2。第一开关支路3具有2个串联在一起的mosfetq3、q4和mosfet内的体二极管或外置二极管d3、d4。第二开关支路4具有2个串联在一起的mosfetq5、q6和mosfet内的体二极管或外置二极管d5、d6。再者，本实施例使用的是mosfet，但也可使用igbt等开关元件。

共通开关支路2的中点2c与第一变压器11的一次绕组的一端子和第二变压器12的一次绕组的一端子连接。第一开关支路3的中点3c与第一变压器11的一次绕组的另一端子连接。第二开关支路4的中点4c与第二变压器12的一次绕组的另一端子连接。

第一变压器11与第一低压电路5连接。第一低压电路5由开关元件qs1、qs2和二极管ds1、ds2构成。第一低压电路5与并联电路连接端子26连接。第一变压器11的中点11c与平滑电感器19的一端子连接。平滑电感器19的另一端子与检测电流的电流检测器17的一端子连接。电流检测器17的另一端子与并联端子25连接。

第二变压器12与第二低压电路6连接。第二低压电路6由开关元件qs3、qs4和二极管ds3、ds4构成。第二低压电路6与并联电路连接端子26连接。第二变压器12的中点12c与平滑电感器20的一端子连接。平滑电感器20的另一端子与检测电流的电流检测器18的一端子连接。电流检测器18的另一端子与并联端子25连接。

开关电源装置1的低压端子23与低压电池16的正极连接。开关电源装置1的低压端子24与低压电池16的负极连接。再者，也能以与低压电池16并联的方式插入平滑用电容器，除了低压电池16以外，也可并联有低压用负载。此外，也可在低压电路5、6中插入有由电感器和电容器等构成的平滑电路。

本实施方式的电力转换装置具备控制电路31。控制电路31控制共通开关支路2、第一开关支路3、第二开关支路4、第一低压电路5及第二低压电路6的动作。由控制电路31发出的各控制信号输入至共通开关支路的驱动电路32、高压电路的驱动电路33、34以及低压电路的驱动电路35、36，转换为能够驱动各开关元件的电力。

再者，在图1中说明过的本实施方式中，第一变压器11及第二变压器12采用的是中点引线方式，但也可采用倍流方式或其他方式。此外，第一低压电路和第二低压电路不限于使用图1那样的升压电路来进行升压，也可使用图2那样的桥接电路来进行升压。此外，开关电源装置1中，检测电流的电流检测器17连接在并联端子25与第一变压器11的中点11c之间，但只要能够检测并联电路的电流量即可，检测电流的电流检测器18连接在并联端子26与第一变压器12的中点12c之间，但只要能够检测并联电路的电流量即可。此外，第一变压器11与第二变压器12只要匝数比相等，则匝数也可不一样。

控制电路31监视由电流检测器17、18检测到的电流。控制电路31根据检测到的电流量来控制开关电源装置1的共通开关支路2、第一开关支路3、第二开关支路4、第一低压电路5及第二低压电路6的动作。此处，将开关电源装置1的由电流检测器17检测到的电流定义为io1，将开关电源装置1的由电流检测器18检测到的电流定义为io2。

以下，设定在开关电源装置1中因元件偏差等而导致由电流检测器17检测到的电流io1大于由电流检测器18检测到的电流io2的情况(io1＞io2)。由电流检测器17检测到的电流io1小于由电流检测器18检测到的电流io2的情况(io2＞io1)为对称动作。

图3为表示由电流检测器17检测到的电流io1大于由电流检测器18检测到的电流io2的情况(io1＞io2)下的开关电源装置的选通信号波形的图。

在升压动作中，控制电路31控制第一低压电路5和第二低压电路的选通信号，以控制施加至第一变压器11的电压和施加至第二变压器12的电压。共通开关支路2、第一开关支路3及第二开关支路4进行整流动作，以将施加至第一变压器11的电压和施加至第二变压器12的电压送至高压电池。此时，相对于使共通开关支路2的mosfetq1和第一开关支路3的mosfetq4的选通信号变为off的时间而言，使第二开关支路4的mosfetq6变为off的时间推迟toff程度。该toff的值以如下方式由控制电路31加以运算，即，使用由电流检测器17检测到的电流io1与由电流检测器18检测到的电流io2的差分，以由电流检测器17检测到的电流io1和由电流检测器18检测到的电流io2成为所述2个电流的平均值的方式加以运算。

图4为表示toff期间内的开关电源装置1的动作状态的图。在从使mosfetq1和mosfetq4的选通信号变为off起到使mosfetq6变为off为止的时间内，mosfetqs1为off，qs2为off。此外，mosfetq1为off，q2为on，q3为on，q4为off，q5为off，q6为on。

通过第一低压电路5，使得电流在第一变压器11中从第一变压器11的中点11c朝mosfetqs2的方向流通。该电流通过变压器11，使得与匝数比相应的电流量流至高压侧。在高压侧，共通开关支路2中的mosfetq1为off，q2为on，第一开关支路3中的mosfetq3为on，q4为off，因此，形成电流从高压端子22起按照mosfetq2、共通开关支路2的中点2c、第一变压器11、电感器13、第一开关支路3的中点3c、mosfetq3、高压端子21的顺序流通的电流环路。此时，由于通过所述环路，因此施加至第一变压器11的电压得以施加至高压电池15。成为对电感器13施加电压的差分的状态，该电压的差分为高压电池的电压和与第一变压器11的匝数比相应的低压电池的电压的差分。该值接近零。再者，在该状态下，mosfetq2或q3也可为off状态。在该情况下，通过所述共通开关支路2和第一开关支路3的电流通过mosfetq2的体二极管d2或者mosfetq3的体二极管d3。

另一方面，通过第二低压电路6，使得电流在第二变压器12中从第二变压器12的中点12c朝mosfetqs4的方向流通。该电流通过变压器12，使得与匝数比相应的电流量流至高压侧。在高压侧，共通开关支路2中的mosfetq1为off，q2为on，q5为off，q6为on，因此，形成电流从高压端子22起按照mosfetq2、共通开关支路2的中点2c、第二变压器12、电感器14、第二开关支路4的中点4c、mosfetq6、高压端子21的顺序流通的电流环路。再者，在该状态下，mosfetq2也可为off状态。在该情况下，通过所述共通开关支路2的电流通过mosfetq2的体二极管d2。

此时，像所述环路那样施加至第二变压器12的电压不会施加至高压电池15，因此，成为对电感器14施加与第一变压器11的匝数比相应的低压电池的电压的状态。即，toff期间内，成为第二变压器12的两端子电短路的状态。在该第二变压器12中流通的电流以不流至高压电池15的方式循环。因此，toff期间内，因电感器14的式(1)中记载的特性而使得流通的电流量急剧增加。式(1)是流至电感器的电流与电压的关系式。vl为施加至电感器的电压，lr为电感，di/dt为流至电感器的电流量的斜率。

[数式1]

根据式(1)，在对电感器14施加有电压的期间内，因电感器14的特性而使得流通的电流量不断上升。也就是说，通过控制该电流上升时间，能够控制流通的电流量。因此，通过控制toff时间，能够控制开关电源装置中的各并联电路的电流量。

本实施方式的电力转换装置的特征在于，共通开关支路2和第一开关支路3构成了第一高压电路，共通开关支路2和第二开关支路4构成了第二高压电路。如此，本实施方式的电力转换装置具备经由第一变压器11相连接的第一低压电路5及第一高压电路和经由第二变压器12相连接的第二低压电路6及第二高压电路。并且，所述第一高压电路及所述第二高压电路的开关时刻以升压动作时的去往第一低压电路5的输入电流与去往第二低压电路6的输入电流的电流差小于规定值的方式受到控制。换句话说，通过高压侧电路的开关动作来平衡在并联在一起的低压侧电路中流通的电流值。

并且，相对于构成第一高压电路的共通开关支路2的开关控制信号以及第一开关支路3的开关控制信号的off时刻而言，使构成第二高压电路的第二开关支路4的开关控制信号的off时刻推迟了toff程度。并且，以在各开关电源的低压侧端子上流通的电流的差进一步减小的方式控制off时间的时刻差即toff。

若要通过低压侧电路的开关的占空控制来控制低压侧电路的电流不平衡，则占空比会产生限制，导致能够进行电流控制的范围受到限定。另一方面，根据上述本实施方式的电力转换装置，可以拓宽能够进行电流控制的范围。并且，能够抑制在电力转换装置中流通的电流不平衡，从而不需要具有余量的设计，因此能够削减电力转换装置的成本和尺寸。

此外，由电流不平衡所引起的损耗的偏差得到抑制，由此，电力转换装置整体的效率提高。此外，通过平衡流通的电流，使得元件的发热量也得以平衡，因此元件的可靠性提高。

(第2实施方式)

图5为第2实施方式的电力转换装置的构成图。除了变更的元件以外，本实施方式的电力转换装置与第1实施方式相同。变更的元件是使用低压电路的共通驱动电路37。

在第1实施方式中，可以使用高压侧的开关元件来控制开关电源装置1中的各并联电路的电流量。因此，无须利用各并联电路中的低压侧的开关元件的占空比来控制电流不平衡的抑制。因而，即便使各并联电路中的低压侧的开关元件的占空比相等，也能控制电流不平衡。即，在本实施方式中，可以根据同一控制信号对低压侧电路进行开关驱动。

图6为表示使用低压电路的共通驱动电路37的情况下的开关电源装置的选通信号波形的图。高压侧的开关元件的选通波形与第1实施方式相同，从略。在低压侧，由于使用了低压电路的共通驱动电路37，因此低压电路5和低压电路6中的mosfet的选通波形输出相等的共通占空。因此，对第一变压器11及第二变压器12施加相等的电压。

另一方面，在发生了由元件偏差所引起的电流不平衡的情况下，与第1实施方式一样，使用高压侧的开关元件来控制toff时间，由此抑制开关电源装置1中的各并联电路的电流不平衡。

根据本实施方式的电力转换装置，是根据在第一低压电路5和第二低压电路6中共通的控制信号来输出开关元件的驱动信号，因此不再需要独立地控制低压侧元件，从而能够削减根据并联数来驱动低压侧元件的驱动电路。由此，能够实现由零件数量削减带来的电力转换装置的低成本化、小型化。

(第3实施方式)

图7为第3实施方式的电力转换装置的构成图。除了变更的元件以外，本实施方式的电力转换装置与第1或第2实施方式相同。在本实施方式中，在高压侧去掉共通开关支路2、第一开关支路3及第二开关支路4，追加将开关元件设为全桥构成的第一高压电路7及第二高压电路8。

在开关电源装置1的高压端子21上连接有作为由开关元件构成的全桥电路的第一高压电路7的一端子。此外，在高压端子22上连接有作为由开关元件构成的全桥电路的第一高压电路7的另一端子。进而，第一高压电路7的开关支路的中点7a与第一变压器11的一端子连接，第一高压电路7的开关支路的中点7b与第一变压器11的另一端子连接。同样地，在开关电源装置1的高压端子21上连接有作为由开关元件构成的全桥电路的第二高压电路8的一端子。此外，在高压端子22连接有作为由开关元件构成的全桥电路的第二高压电路8的另一端子。进而，第二高压电路8的开关支路的中点8a与第二变压器12的一端子连接，第二高压电路8的开关支路的中点8b与第二变压器12的另一端子连接。

第一变压器11与由开关元件qs1、qs2和二极管ds1、ds2构成的第一低压电路5连接，第一低压电路5与并联电路连接端子26连接。第一变压器11的中点11c与平滑电感器19的一端子连接。平滑电感器19的另一端子与检测电流的电流检测器17的一端子连接。电流检测器17的另一端子与并联端子25连接。第二变压器12与由开关元件qs3、qs4和二极管ds3、ds4构成的第二低压电路6连接，第二低压电路6与并联电路连接端子26连接。第二变压器12的中点12c与平滑电感器20的一端子连接。平滑电感器20的另一端子与检测电流的电流检测器18的一端子连接。电流检测器18的另一端子与并联端子25连接。

开关电源装置1的低压端子23与低压电池16的正极连接。开关电源装置1的低压端子24与低压电池16的负极连接。再者，也能以与低压电池并联的方式插入平滑用电容器，除了低压电池以外，也可并联有低压用负载。此外，也可在低压电路5、6中插入有由电感器和电容器等构成的平滑电路。

本实施方式的电力转换装置具备控制电路31。控制电路31控制第一高压电路7、第二高压电路8、第一低压电路5及第二低压电路的动作。由控制电路31发出的各控制信号输入至共通开关支路的驱动电路32、高压电路的驱动电路38、39以及共通低压驱动电路37，转换为能够驱动各开关元件的电力。

再者，在图7中说明过的本实施方式中，第一变压器11及第二变压器12采用的是中点引线方式，但也可使用倍流方式或其他方式。此外，开关电源装置1中，检测电流的电流检测器17连接在并联端子25与第一变压器11的中点11c之间，但只要能够检测并联电路的电流量即可，检测电流的电流检测器18连接在并联端子26与第二变压器12的中点12c之间，但只要能够检测并联电路的电流量即可。此外，第一变压器11与第二变压器12只要匝数比相等，则匝数也可不一样。

控制电路31监视由电流检测器17、18检测到的电流。控制电路31根据检测到的电流量来控制第一高压电路7、第二高压电路8、第一低压电路5及第二低压电路6的动作。此处，将开关电源装置1的由电流检测器17检测到的电流定义为io1，将开关电源装置1的由电流检测器18检测到的电流定义为io2。

以下，设定在开关电源装置1中因元件偏差等而导致由电流检测器17检测到的电流io1大于由电流检测器18检测到的电流io2的情况(io1＞io2)。由电流检测器17检测到的电流io1小于由电流检测器18检测到的电流io2的情况(io2＞io1)为对称动作。

图8为表示由电流检测器17检测到的电流io1大于由电流检测器18检测到的电流io2的情况(io1＞io2)下的开关电源装置的选通信号波形的图。

在升压动作中，控制电路31控制第一低压电路5和第二低压电路的选通信号，以控制施加至第一变压器11的电压和施加至第二变压器12的电压。第一高压电路7和第二高压电路8进行整流动作，以将施加至第一变压器11的电压和施加至第二变压器12的电压送至高压电池。此时，相对于使第一高压电路7的mosfetq1和q4的选通信号变为off的时间而言，使第二高压电路8的mosfetq8的选通信号变为off的时间推迟toff程度。该toff的值以如下方式由控制电路31加以运算，即，使用由电流检测器17检测到的电流io1和由电流检测器18检测到的电流io2的差分，以由电流检测器17检测到的电流io1和由电流检测器18检测到的电流io2成为所述2个电流的平均值的方式加以运算。

图8为表示toff期间内的开关电源装置1的动作状态的图。toff期间内，第一低压电路5中的mosfetqs1为off，qs2为off。此外，第一高压电路7中的mosfetq1、q4为off，q2、q3为on。第二高压电路8中的mosfetq5、q7为off，q6、q8为on。

通过第一低压电路5，使得电流在第一变压器11中从第一变压器11的中点11c朝mosfetqs2的方向流通。该电流通过变压器11，使得与匝数比相应的电流量流至高压侧。在高压侧，第一高压电路7中的mosfetq1、q4为off，q2、q3为on，因此，形成电流从高压端子22起按照mosfetq2、第一高压电路7的一中点7a、第一变压器11、电感器13、第一高压电路7的另一中点7b、mosfetq3、高压端子21的顺序流通的电流环路。此时，像所述环路那样施加至第一变压器11的电压施加至高压电池15，因此，成为对电感器13施加电压的差分的状态，该电压的差分为高压电池的电压和与第一变压器11的匝数比相应的低压电池的电压的差分。该值接近零。再者，在该状态下，mosfetq2及q3也可为off状态。在该情况下，通过第一高压电路的电流通过mosfetq2的体二极管d2以及mosfetq3的体二极管d3。

另一方面，通过第二低压电路6，使得电流在第二变压器12中从第二变压器12的中点12c朝mosfetqs4的方向流通。该电流通过变压器12，使得与匝数比相应的电流量流至高压侧。在高压侧，第二高压电路8中的mosfetq5、q7为off，q6、q8为on，因此，形成电流从高压端子22起按照mosfetq6、第二高压电路8的一中点8a、第二变压器12、电感器14、第二高压电路8的另一中点8b、mosfetq8、高压端子22的顺序流通的电流环路。再者，在该状态下，mosfetq6也可为off状态。在该情况下，通过第二高压电路的电流通过mosfetq6的体二极管d6。此时，像所述环路那样施加至第二变压器12的电压不会施加至高压电池15，因此成为对电感器14施加来自低压侧的电压的状态。因此，toff期间内，因实施例1中记载的电感器14的式(1)中记载的特性而使得流通的电流量急剧增加。根据式(1)，在对电感器14施加有电压的期间内，因电感器14的特性而使得流通的电流量不断上升。也就是说，通过控制该电流上升时间，能够控制流通的电流量。因此，通过控制toff时间，能够控制开关电源装置中的各并联电路的电流量。

根据本实施方式的电力转换装置，相对于使第一高压电路7的mosfetq1和q4的选通信号变为off的时间而言，以流至各开关电源的、在低压侧端子上流通的电流量的差进一步减小的方式控制使第二高压电路7的mosfetq5和q8的选通信号变为off的时间toff即off时间的时刻差toff。由此，能够抑制在开关电源装置1中流通的各并联电路间的电流不平衡，从而不需要具有余量的设计，因此能够削减电力转换装置的成本和尺寸。

(第4实施方式)

第4实施方式涉及第1实施方式到第3实施方式中的开关电源装置1的使用方法。图9为运用于汽车100作为配备第1实施方式到第3实施方式中的开关电源装置1的电源系统的例子的情况的实施方式。

在升压动作中，有以下(a)～(c)3种动作模式。

(a)高压电池15放电时从低压电池进行充电的模式

图10(a)为表示使用开关电源装置1从低压电池16进行升压而对高压电池15供给电力的状态的图。在高压电池15放完电、高压侧的负载无法动作的情况下，使用开关电源装置1从低压电池16对电力进行升压而对高压电池15供给电力。此时，开关电源装置1的电力容量在电流量较少的轻负载状态到电流量较多的重负载状态下进行动作。控制电路31通过要求电力容量来决定动作模式。

在第1、第3实施方式中，在要求电力较小的情况下，成为使低压电路5或低压电路6中的任一方停止的轻负载模式。在轻负载模式下，低压电路5或低压电路6中的任一方停止，因此，对第一变压器11或第二变压器12中的任一方不施加电压。或者，作为轻负载模式的动作，也可设为如下构成：以可以设置电流切换用开关，用以对低压电路5或低压电路6中的任一方流通电流。

另一方面，在要求电力较大的情况下，成为使低压电路5和低压电路6都动作而对第一变压器11和第二变压器12都施加电压的重负载模式。在重负载模式下，开关电源装置1的各并联电路进行动作，因此，控制实施例1及实施例3中记载的toff时间，各并联电路的电流差以变小的方式受到控制。

(b)高压电池15故障时从低压电池16对高压侧的负载41供给电力的模式

图10(b)为表示使用开关电源装置1从低压电池16进行升压而对高压侧的负载41供给电力的状态的图。在高压电池15故障时，无法对高压侧的负载供给电力，在该情况下，使用开关电源装置1从低压电池16对电力进行升压而对高压侧的负载41供给电力。此时，开关电源装置1的电力容量在电流量较少的轻负载状态到电流量较多的重负载状态下进行动作。

开关电源装置1中，控制电路31通过要求电力容量来决定动作模式。在第1、第3实施方式中，在要求电力较小的情况下，成为轻负载模式。另一方面，在要求电力较大的情况下，成为重负载模式。在重负载模式下，开关电源装置1的各并联电路进行动作，因此，进行使第1、第3实施方式中记载的toff时间推迟的动作，各并联电路的电流差以变小的方式受到控制。

(c)低压电池16的劣化诊断用的来自低压电池16的放电

图10(c)为表示使用开关电源装置1从低压电池16进行升压而对高压电池15、高压侧的负载41释放电力的状态的图。在为了进行低压电池16的劣化诊断而在短时间内释放额定电力的情况下，使用开关电源装置1从低压电池16对电力进行升压而对高压电池和高压侧的负载41释放电力。此时，开关电源装置1的电力容量在电流量较少的轻负载状态到电流量较多的重负载状态下进行动作。

开关电源装置1中，控制电路31通过要求电力容量来决定动作模式。在第1、第3实施方式中，在要求电力较小的情况下，成为轻负载模式。另一方面，在要求电力较大的情况下，成为重负载模式。在重负载模式下，开关电源装置1的各并联电路进行动作，因此，进行使实施例1及实施例3中记载的toff时间推迟的动作，各并联电路的电流差以减小的方式受到控制。

根据本实施方式的电源系统，在(a)高压电池15放电时从低压电池进行充电、(b)高压电池15故障时从低压电池16对高压侧的负载41供给电力、(c)低压电池16的劣化诊断用的来自低压电池16的放电这各状态下的升压时，能够在电流量较少的轻负载状态到电流量较多的重负载状态下进行动作。在轻负载状态下，成为对第一变压器11或第二变压器12中的任一方不施加电压的状态，因此，各变压器的铁损耗得以降低，开关电源装置1能够进行高效率的动作。此外，在重负载状态下，会根据在各开关电源装置中流通的电流不平衡来控制toff，由此，能够抑制电流不平衡。由此，不需要具有余量的设计，因此能够削减电力转换装置的成本和尺寸。

此外，在所述轻负载模式下，如上所述，会使低压电路5或低压电路6中的任一方停止，但并非必须仅使其中一低压电路动作。即，使低压电路5和低压电路6交替驱动也包含在上述轻负载模式中。例如，在像这样使低压电路5和低压电路6交替驱动的情况下，各变压器中的发热也能交替发生，因此能够抑制热方面的不平衡。

再者，在本实施方式中，例示了运用于汽车作为电源系统的情况，但也能运用于这以外的电源系统。

符号说明

1开关电源装置

2共通开关支路

3第一开关支路

4第二开关支路

5第一低压电路

6第二低压电路

11第一变压器

12第二变压器

13第一电感器

14第二电感器

15高压电池

16低压电池

17、18电流检测器

19、20平滑电感器

21、22高压端子

23、24低压端子

25、26并联电路连接端子

31控制电路

32共通开关支路的驱动电路

33、34、38、39高压电路的驱动电路

35、36低压电路的驱动电路

37低压电路的共通驱动电路

41高压侧负载。