电力转换装置的制作方法

相关申请的交叉引用

本申请要求于2015年7月1日提交的美国非临时申请no.14/78912('412申请)的权益。该'412申请的全部内容通过引用结合于此。

本公开一般而言涉及电力电子系统，并且更具体地涉及隔离式ac/dc电力转换装置。

背景技术：

仅为了提供上下文而在下面给出这个背景描述。因此，这个背景描述的任何方面在其不以其它方式被限定为现有技术的程度上既不明确也不暗示地被承认对于本公开是现有技术。

隔离式交流(ac)/直流(dc)电力转换器可以用在许多不同的应用中。仅作为示例，这种电力转换器可以用作电池充电器，以对与电动机提供动力的车辆相关联的dc电池进行充电。已知隔离式ac/dc电力转换器可以采用三个主要级。例如，图14示出了典型的配置，即，基于半桥谐振的隔离式ac/dc转换器1400。转换器1400可以包括第一级1410、第二级1420和第三级1430。

第一级1410可以是ac/dc转换器级，该ac/dc转换器级被配置为将示为由ac源1440通过输入电感器1442提供的电网或市电ac电压(例如，50或60hz)转换成在节点1444处的输出dc电压。第一级1410可以使用整流器1446，该整流器1446的开关可以被控制，以实现功率因数校正(pfc)。节点1444处的dc电压跨相对大的存储电容器1448被存储。

第二级1420可以执行dc/ac转换器功能，该dc/ac转换器功能被配置为将经整流的dc电压变换成相对高频的ac电压(例如，数百khz)。高频ac电压进而被施加到电隔离设备(示为具有初级绕组1452和次级绕组1454的变压器1450)。电感器1456和电容器1458、1460形成谐振电路，以实现零电压开关(zvs)。

第三级1430可以执行另外的ac/dc转换器功能，并且其可以包括整流器1462(例如，所示的四个二极管，全波桥)，整流器1462被配置为对变压器1450的次级侧1454上感应出的高频ac电压信号进行整流。因此，整流器1462在节点1464上产生最终的dc输出电压信号。在这个示例中，目标电池被布置成接收最终的dc输出电压信号，其被示为包括dc电压源部分1466和内部电池电阻1468。

由于上述转换器1400的三个主要级串联电连接，因此系统效率将最终降低。仅作为示例，假设级1410(即，pfc部分)和级1420(即，dc/ac转换器部分)各自具有98％的效率，并且级1430(即，电池侧ac/dc转换器部分)和变压器1450各自具有99％的效率。给定这些假设，整体系统效率可以大约为98％*98％*99％*99％＝94.1％。此外，上述三级转换器结合相对大的、笨重的dc电容器1448，其可以减小功率密度并且可以缩短整个ac/dc电力转换器的服务寿命。

提高整体系统效率、以及增加功率密度和延长服务寿命将是期望的。

前面的讨论仅仅是为了说明本领域，而不应当被视为对权利要求范围的否定。

技术实现要素：

在实施例中，电力转换装置包括间接矩阵转换器，其具有被配置为接收第一交流(ac)信号的输入接口和被配置为产生第二ac信号的输出接口。第一ac信号具有第一频率(例如，在实施例中，50hz或60hz)。该转换装置还包括具有初级绕组和电隔离且磁耦合的次级绕组的变压器，以及串联耦合在间接矩阵变换器的输出接口和变压器的初级绕组之间的耦合电感器。该转换装置还包括连接到次级绕组并且被配置为在输出节点上产生输出信号的h桥切换布置。输出信号具有dc分量和至少一个ac分量，其中该至少一个ac分量包括第一频率的第二谐波(例如，120hz)。该转换装置还包括耦合到输出节点并且被配置为减少第二谐波ac分量的有源滤波器。通过以上所述，可以实现改进的转换效率。此外，减少的级数消除了对笨重的dc电容器的需求，这可以允许增加功率密度以及延长服务寿命，等等。

还给出了矩阵转换器实施例(具有有源滤波器)和模块化转换器实施例。

通过阅读下面的描述和权利要求，并且通过查看附图，本公开的前述和其它方面、特征、细节、效用和优点将变得显而易见。

附图说明

图1是根据实施例的减少级的隔离式ac/dc电力转换器的示意性框图。

图2是根据另一个实施例的具有有源滤波器的隔离式ac/dc电力转换器的示意性框图。

图3示出了与图2的基于全桥的ac/dc整流器相关联的第一开关控制信号集合的简化时序图。

图4示出了用于控制图2实施例的电网侧dc/ac转换器和电池侧ac/dc整流器的操作的第二开关控制信号集合的简化时序图。

图5是图4中确定开关定时的参数的时序图。

图6是示出与图2实施例的有源输出滤波器相关联的占空比的简化时序图。

图7示出了没有有源输出滤波器的ac/dc电力转换器的输出端的简化的电流和电压时序图。

图8示出了具有有源滤波的图2的ac/dc功率转换器实施例的输出端的简化的电流和电压时序图。

图9-10是用于图2的有源输出滤波器的替代实施例的简化示意图。

图11是模块化多相ac/dc电力转换器实施例的简化示意性框图。

图12示出了与图11实施例的操作相关联的电网侧电流(每相)、电压和共模电流。

图13示出了从图11的实施例输出的负载侧(电池)电流和电压。

图14示出了用于ac/dc电力转换的常规3级做法。

具体实施方式

本文描述各种装置、系统和/或方法的各种实施例。阐述许多具体细节，以提供对如说明书中所描述并在附图中示出的实施例的整体结构、功能、制造和使用的透彻理解。但是，本领域技术人员将理解的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践这些实施例。在其它情况下，众所周知的操作、部件和元件没有详细描述，以免混淆说明书中描述的实施例。本领域普通技术人员将理解的是，本文描述和示出的实施例是非限制性示例，因此可以认识到的是，本文公开的具体结构和功能细节可以是代表性的并且不一定限制实施例的范围，其范围仅由所附权利要求限定。

整个说明书中对“各种实施例”、“一些实施例”，“一个实施例”或“实施例”等的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特点包括在至少一个实施例中。因此，在整个说明书中出现的短语“在各种实施例中”、“在一些实施例中”、“在一个实施例中”或“在实施例中”等等不一定都指的是相同的实施例。此外，特定特征、结构或特点可以以任何合适的方式在一个或多个实施例中组合。因此，结合一个实施例示出或描述的特定特征、结构或特点可以全部或部分地与一个或多个其它实施例的特征、结构或特点组合，而没有限制，倘若这种组合不是不合逻辑或不起作用的话。

如背景技术中所述，常规的3级ac/dc电力转换器遭受降低的转换效率。如下面将要描述的，在各种实施例中，实现了2级做法，这增加了电转换效率。此外，实施例消除了对笨重的dc母线电容器的需求，这增加功率密度并延长服务寿命。

现在参考附图，其中相同的参考标号用来在各个视图中识别完全相同或相似的部件，图1是隔离式ac/dc电力转换装置20(以下称为“转换装置”)的简化示意性框图。转换装置20耦合到ac源22并且具有被配置为平滑电网侧电流的输入电感器24。转换装置20还被配置为在输出节点26上输出dc电压信号，该dc电压信号可以被用来对可再充电电池27进行充电。电池27被示为包括电池电压源部分28(在本文中有时被称为vb或vbat)和电池电阻30(在本文中有时被称为rb)。ac源22(ac电源)被配置为在指定的ac输入电压电平提供ac输入电流。ac源22可以是在整个更大的ac电网(以下有时称为电网电力、电网电压、电网侧，等等)内提供的用于建筑物等的主要ac电源或电力系统。ac源22可以是单相或多相(参见图11的实施例)。依赖于位置，ac源22可以以60hz输出120伏或240伏，或者可替代地以50hz输出110伏或220伏。可再充电电池27的电压vb可以标称地在大约200-500vdc之间。在实施例中，转换装置20可以具有大约360v的输出电压。

转换装置20包括两个主要级，其中第一级32包括ac/ac转换器34，并且其中第二级36包括ac/dc整流器38，ac/dc整流器38可以进一步包括有源滤波器，以减少或消除双频谐波(例如，当电网频率为60hz时的120hz谐波)。这些级被电隔离，但是通过具有初级绕组42和次级绕组44的变压器40耦合。

第一级32可以包括作为ac/ac转换器34的间接矩阵转换器(mc)，并且可以包括如本领域中已知的用于构建其的常规做法。但是，在不失一般性的情况下，在一些实施例中，转换器34可以包括真矩阵转换器(truematrixconverter)。例如，这种转换器可以切换正弦输入并输出具有最小高次谐波的另一个ac波形。此外，这种矩阵转换器具有固有的双向功率流动能力，并且可以完全控制输入功率因数。此外，这种转换器具有最小能量存储要求，这消除了对笨重且寿命受限的能量存储电容器(诸如图14中的dc母线能量存储电容器1448)的需要。一旦采用矩阵转换器将电网ac电压转换为高频ac波形，它就将图14的设计的两个级(即，pfc级1410和dc/ac级1420)合并成单个级，并且还消除了对dc母线电容器的需要。消除dc母线电容器可以显著增加功率密度。但是，在使用真矩阵转换器的实施例中，应当认识到的是，将使用双向开关来实现通过开关矩阵的双向功率流。在矩阵转换器中使用背对背连接的开关(即，上面提到的双向开关)会增加传导损耗、增加部件成本(即，开关的数量)，以及增加栅极-驱动器设计的复杂性。此外，ac/dc转换器的输出电流可以具有相对大的二次谐波，这一般不利于电池并且需要滤波。因而，将结合图2来描述基于间接矩阵转换器的实施例。

图2示出了标示为20a的隔离式ac/dc电力转换装置的另一个实施例，其以间接矩阵转换器以及有源输出滤波器为特征。转换装置20a包括两个主要级，即，包括采用间接矩阵转换器形式的ac/ac转换器的第一级32、以及包括ac/dc部分361和有源滤波器部分362的第二级36。如上面所指出的，与常规的3级配置相比，2级配置可以导致增加的电效率。间接矩阵转换器避免了对背对背(双向)开关的需要以及由此产生的开关的大数量、栅极驱动器设计的复杂性，等等。下面将首先针对部件描述，随后是操作描述。

在输入(电网)侧，图2示出了ac(电网)源22，其可以是单相60hz、120v交流(ac)电压信号或者交替地单相50hzac信号，但是下面将结合图11描述三相实施例。在输出(电池)侧，图2示出了具有电池电阻rb的可再充电电池vb。

转换装置20a的第一级32包括输入电感器24(有时被称为“l”)、间接矩阵转换器、耦合电感器ls以及包括初级绕组42和次级绕组44的变压器40。

输入电感器24与ac源22串联电耦合，并被配置为平滑关于ac源22的电网侧电流。电感器24的尺寸将依赖于平滑程度和开关频率。在实施例中，电感器24可以是大约10微亨(μh)。

间接矩阵转换器被配置为用于ac/ac转换，并且包括被配置为从ac源22接收第一ac信号的输入接口以及被配置为产生第二ac信号的输出接口。如图2所示，间接矩阵转换器的输入接口通过电感器24耦合到ac源的两侧。间接矩阵转换器的输出接口通过耦合电感器ls耦合到初级绕组42的两端。在实施例中，间接矩阵转换器包括全桥整流器66(ac/dc转换器)、标示为cin的滤波电容器以及dc/ac全桥转换器68。

全桥整流器66构成用于在节点74处(即，以第一电网频率，例如60hz)整流第一交流(ac)输入信号并且在节点76处产生第一整流输出信号的装置。第一整流信号包括第一直流(dc)分量。整流器66可以包括以全桥配置布置并以电网频率操作的四个半导体开关，标示为m1、m2、m3、m4。开关m1、m2、m3、m4可以包括本领域已知的常规半导体开关，诸如mosfet或igbt设备。在实施例中，开关m1、m2、m3、m4可以包括以商品名和/或零件号sty139n65m5从美国德克萨斯州科佩尔(coppell)的stmicroelectronics公司提供的n沟道功率mosfet。

电容器cin在节点76和接地节点78之间连接在整流器66的输出端的两端。电容器cin的尺寸被配置为从节点76处的整流信号中滤除高频谐波(例如，相对较小：uf水平)。应当理解的是，cin不是用于能量存储，而是用于滤波目的，因此不是像常规3级充电器中典型的大而笨重的dc母线电容器，其中dc母线电容器可以在毫法(mf)的量级。cin这种减小的尺寸增加了功率密度并延长了转换装置20a的服务寿命。

dc/ac转换器68电连接到整流器66的输出端(即，连接在节点76、78两端)。dc/ac转换器68被配置为将节点76上的第一dc(整流)信号转换为ac信号。如图所示，dc/ac转换器68可以包括四个半导体开关，标示为s1、s2、s3、s4并且布置在以第二频率(即，开关频率fs)操作的全桥配置中。第二开关频率fs远高于第一电网频率。在实施例中，第二开关频率可以在大约135khz到500khz之间的范围内，而第一电网频率可以是60hz(或50hz)。半导体开关s1、s2、s3、s4可以包括市售部件，例如gan高电子迁移率晶体管(hemt)设备，诸如以商品名和/或零件号gs66516t从美国密歇根州安娜堡(annarbor)的gansystem公司提供的增强型gan晶体管。

电感器ls串联电连接在dc/ac转换器68和初级绕组42之间。

变压器40构成电隔离设备并且包括初级绕组42和电隔离且磁耦合的次级绕组44。如已知的，变压器40的特征在于次级绕组与初级绕组之间的匝数比(turnratio)。

转换装置20a的第二级36包括ac/dc转换器70、标示为co的输出电容器以及有源输出滤波器72。

ac/dc转换器70电连接到变压器40的第二绕组44，并且被配置为将在次级绕组44上感应出的ac信号转换成输出节点80上的第二整流但未滤波的输出信号。如将在下面详细描述的，输出节点80上的输出信号具有dc分量和至少一个ac分量，其中该至少一个ac分量是电网频率的二次谐波。

在所示的实施例中，ac/dc转换器70可以包括四个半导体开关，标示为s5、s6、s7、s8并且布置在有源h桥(全桥)开关布置70中。在实施例中，控制h桥开关布置70，以在上面提到的开关频率fs下操作(即，开关s1s8被控制成在相同的开关频率fs下操作)。半导体开关s5、s6、s7、s8可以包括市售部件，例如gan高电子迁移率晶体管(hemt)设备，诸如以商品名和/或零件号gs66516t从美国密歇根州安娜堡(annarbor)的gansystem公司提供的增强型gan晶体管。

输出电容器co在节点80和接地节点82之间连接在h桥70的输出端两端，并且其尺寸被配置为从节点80处的输出信号滤除高频谐波(例如，相对小：uf水平)。在实施例中，电容器co可以是大约100μf。

有源输出滤波器72电连接到输出节点80，并被配置为减少输出信号中的至少二次谐波分量(即，相对于电网频率的二次谐波)。在所示实施例中，有源滤波器72可以包括布置在具有电感器lf和电容器cf的升压型滤波器布置中的两个半导体开关，标示为开关s9、s10。在电网频率为60hz的情况下，在实施例中，有源滤波器72被配置为扼流或以其它方式减小120hz谐波分量的幅度。

转换装置20a还包括被配置为实现用于转换装置20a的操作的期望控制策略的电子控制单元46(在下文中被称为“控制器”46)。控制器46包括处理器48和存储器50。处理器48可以包括处理能力以及输入/输出(i/o)接口，处理器48可以通过该接口接收多个输入信号并生成多个输出信号(例如，用于开关m1m4、s1s8和s9s10的栅极驱动信号)。存储器50被提供以存储用于处理器48的数据和指令或代码(即，软件)。存储器50可以包括各种形式的非易失性(即，非暂态)存储器(包括闪存或只读存储器(rom)，包括各种形式的可编程只读存储器(例如，prom、eprom、eeprom))和/或易失性存储器(包括随机存取存储器(ram)，包括静态随机存取存储器(sram)、动态随机存取存储器(dram)和同步动态随机存取存储器(sdram))。虽然在图2中未示出，但是转换装置20a还可以包括驱动电路，以在控制器46的输出端和半导体开关的栅极端子之间进行接口。在实施例中，这种栅极驱动器件可以包括市售部件，诸如本领域已知的市售芯片，例如可以从美国加利福尼亚州米尔皮塔斯(mipitas)的ixys公司获得的零件号ixd_614的栅极驱动芯片。

存储器50以主控制逻辑51的形式存储可执行代码，其被配置为根据期望的控制策略来控制转换装置20a的操作。主控制逻辑51在由处理器48执行时被配置为响应于一个或多个输入信号而生成用于开关m1m4、s1s8和s9s10的各种栅极驱动信号。主控制逻辑51可以包括编程逻辑块以实现特定功能，包括但不限于整流器逻辑58、功率因数校正(pfc)逻辑60、零电压开关(zvs)逻辑62和有源滤波器占空比控制逻辑64。

电网整流器逻辑58被配置为生成用于整流器66的开关m1m4的栅极驱动信号。为了实现这一点，转换装置20a可以包括电网电压传感器52(以框图形式示出)，其被配置为输出指示电网电压(包括极性(即，正或负))的信号。电压传感器52可以位于电网侧(即，电连接到ac电源22)以监视电网电压。在实施例中，电网电压传感器52可以包括本领域已知的常规部件。

图3示出了由控制器46的电网整流器逻辑58产生的栅极驱动信号(即，开关控制信号)的时序图。基于m1m4的h桥整流器66将把电网ac电压整流为dc电压。m1m4的开关频率与电网电压相同(例如，5060hz)。要注意的是，m1m4是通过检测电网电压的极性来控制的。因此，当电网电压为正时，m1和m4接通(即，m1和m4的vgs为高)。当电网电压为负时，m2和m3接通。开关m1和m4的栅极驱动信号一致地操作，而开关m2和m3一致地操作。此外，m1m4的组合与m2m3的组合互补。总之，依据电网电压传感器52的输出的零过渡，开关m1m4都是以电网频率(例如，60hz)工作的有源开关。从效率的观点来看，应当认识到的是，与开关损耗相比，整流器66中的传导损耗将占优势，开关损耗可以被有效地忽略。

再次参考图2，功率因数校正(pfc)控制逻辑60一般被配置为以这样一种方式管理开关s1s8的操作(即，导通或不导通)，使得控制来自ac源22的瞬时电流，以便与ac源22的瞬时电压同相。为了实现单位功率因数(unitypowerfactor)或接近单位功率因数(即，电网侧电压和电流同相的状况)，转换装置20a包括电网电流传感器54。在实施例中，电流传感器54被配置为确定通过电感器24的电流，并且向控制器46提供指示从ac源22吸取的电流水平的信号。因此这个信号是电网电流指示信号。在实施例中，通过控制开关s1s8的栅极驱动信号，控制器46通过pfc逻辑60来实现功率因数校正。这将在下面更详细地描述。电网电流传感器54可以包括本领域已知的常规部件。

一般而言，零电压开关(zvs)逻辑62被配置为以这样一种方式管理开关s1s8，使得它们优选地以零电压或接近零电压被接通和关断。一般而言，为了维持用于开关接通的零电压开关切换，在接通动作之前，电流应当从源极到漏极反向流动，这使得开关电压下降到零。因此，在开关接通期间，开关只经历电流变化，那时开关的漏极到源极两端的电压总是接近于零，这进而消除了接通损耗，由此达到zvs接通。为了解更多信息，可以参考于2015年6月19日提交的现在未决的共同未决的美国申请no.14/744,998('998申请，标题为“gatedrivecircuit”)，该申请的全部内容通过引用结合于此。

图4示出了在单个开关频率实施例中用于控制开关s1s8的操作的栅极驱动信号(即，第二开关控制信号集合)的时序图。在所示实施例中，s1s8将以50％的占空比以相同的开关频率fs操作。为了实现高系统功率密度，开关频率fs应当尽可能高。用于s1和s2、s3和s4、s5和s6以及s7和s8的栅极驱动信号是互补的。主控制逻辑51被配置为在用于s5和s7的栅极驱动信号之间引入相移。包括开关频率fs和确定的s5和s7之间的相移的多个因素一起确定从变压器40的初级侧向次级侧传送的功率。换句话说，上面提到的因素提供了两(2)个自由度来控制传送的功率。同时，为了实现zvs，s5至s7相移必须落入一定的范围内，这也将开关频率fs限制到一定的值。这种控制将在下面更详细地描述。在图4中，还示出了通过电感器ls的电流，其与开关s1s8的状态成定时关系。

主控制逻辑51按照pfc逻辑60和zvs逻辑62确定至少两个参数，在图4-5中标示为g_full和w_full。g_full参数与s2和s8下降沿之间的时间延迟对应，而w_full参数与s1和s6下降沿之间的时间延迟对应。s5至s7相移定义在g_full和w_full之间，如图4用图形所示。

图5是示出上述g_full和w_full参数的波形的时序图，这是由控制器46用来确定s5和s7之间的相移的两个参数。参数fs_full与开关频率fs对应。

主控制逻辑51。在实施例中，主控制逻辑51由控制器46执行，其中整流器逻辑58、pfc逻辑60和zvs逻辑62的功能同时实现。在这方面，w_full参数可以由控制器46根据方程式(1)确定：

其中v(t)是转换器20a的电网侧(即，输入节点74–图2)上测得的电压，v2是节点80处测得的转换器的输出电压，并且n_full是变压器40的匝数比(即，ns/np，其中ns是次级匝数，np是初级匝数)。方程式(1)中的参数g_full由系统设计者确定，以实现zvs开关。在实施例中，g_full＝0.5(gmin+gmax)，其中gmin和gmax的函数如以下方程式(2)和(3)所述：

其中gmin由实现零电压开关(zvs)的最小无功能量(reactiveenergy)确定，并且is_full是实现zvs的最小电流，lf是初级侧的串联电感(在图2中表示为ls)，并且fsa是系统最大开关频率。上面定义了变量v(t)和v2。

此外，参数gmax由受控变量的单调区(瞬时传送功率相对于g_full)确定。

在操作中，控制器46在操作期间实时改变开关频率fs。换句话说，执行主控制逻辑51(以及上面指出的从属逻辑模块)的控制器46在实时操作期间改变s1s8的操作开关频率。首先，开关s1s8的开关频率(即，fs_full或本文中有时被称为fs)和参数g_full一起确定瞬时功率。此外，如上面指出的，参数g_full由g_full＝0.5(gmin+gmax)定义。因此，开关频率fs_full由瞬时功率和g_full确定，如以下方程式(4)所示：

方程式(4)

此外，应当理解的是，zvs实现可能会限制开关频率。在这方面，g_full和fs_full参数一起确定传送的功率。g_full参数由zvs确定，并且开关频率由所需的传送功率和g_full参数(或zvs)确定。此外，功率因数校正(pfc)要求从变压器的初级侧到次级侧传送的功率与输入ac电压同相，如上所述，通过g_full和fs_full参数一起确定输入ac电压。

再次参考图2，有源滤波器占空比逻辑64被配置为控制开关s9s10的占空比。有源滤波器占空比逻辑电路64响应来自方框56的输出信号，其输出与vcap/vout的比率对应的信号，并产生用于操作有源滤波器72的开关s9s10的栅极驱动信号。应当理解的是，对于有源滤波器72，开关s9s10的开关频率可以不同于开关s1s8的开关频率fs。

图6示出了s9的占空比的时序图。在实施例中，为了过滤存在于节点80处的输出中的二次谐波(例如，相对于60hz电网频率的120hz电流纹波)，有源滤波器72可操作以通过控制s9和s10的占空比来填充所传送的功率和目标功率(即，恒定值)之间的功率间隙。换句话说，在通过节点80的输出电流将大于目标功率所需的输出电流的时间期间，功率被存储在能量存储元件中的有源滤波器中，而在节点80上的输出电流将较小的时间期间，所存储的能量返回到输出。

在实施例中，s9和s10是互补的。如上所述，s9的占空比由所示的vcap/vout控制。要注意的是，vcap是滤波电容器cf两端的电压，而vout是在输出电容器co两端的节点80处获得的输出电压。要注意的是，开关s9的占空比与有源滤波器72之前的电流对准(但偏移)，可以看出有90°的延时。在所构建的实施例中，如图7-8所示，使用有源滤波器72对于减小上面提到的二次谐波(电流纹波)非常有效。

图7-8示出了(i)在没有有源输出滤波器72的益处和(ii)具有有源滤波器72的有益滤波的情况下，ac/dc电力转换器的输出的电流和电压时序图。例如，与图8中的大约四(4)安培左右的纹波电平相比，图7中的电流表现出大约三十(30)安培的峰-峰纹波。同样，与图7相比，电压纹波的减小可以在如图8中看到。

应当理解的是，变化是可能的。虽然转换装置20a的有源滤波器72与间接矩阵转换器结合使用，但是本公开不限于此。特别地，由于几乎所有ac/ac单级转换器(诸如真矩阵转换器)都将具有双倍频率的谐波，因此这种有源滤波也将适用于真矩阵转换器(例如，包含双向或背对背开关布置)，由此得益于有源滤波器来消除这种谐波。

图9-10是可替代图2中的有源滤波器72的替代有源滤波器实施例的示意图(分别标示为72a和72b)。有源滤波器72a包括降压型有源滤波器，并且有源滤波器72b包括h桥型有源滤波器。

在图9中，降压型有源滤波器72a包括半导体开关900(即，与滤波器72中的开关s9对应)、半导体开关902(即，与滤波器72中的开关s10对应)、滤波器电感器904和滤波电容器906。这些部件相对于输出电容器co(也在图2中示出)和包括电池电源28(vb)和电池电阻30(rb)的电池27示出。

在实施例中，开关900和902的状态是互补的。开关的占空比由vout控制。要注意的是，vcap是滤波电容器906两端的电压，并且vout是输出电容器co两端的输出电压。当vout大于目标值时，开关900的占空比将增加，以存储过多的能量。否则，开关900的占空比将减小。

在图10中，h桥型有源滤波器72b包括半导体开关1000(即，与滤波器72中的开关s9对应)、半导体开关1002(即，与滤波器72中的开关s10对应)、附加的半导体开关1004、1006以及滤波器电感器1008和滤波器电容器1010。这些部件相对于输出电容器co被示出(也在图2中示出；为了清楚起见，省略了电池电源28(vb)和电池电阻30(rb))。四个开关1000、1002、1004、1006被布置在h桥中，如本领域已知的。

在实施例中，开关1000和1002、1004和1006是互补的。开关的占空比由vout控制。要注意的是，vcap是滤波器电容器1010两端的电压，并且vout是输出电容器co两端的输出电压。当vout大于目标值时，开关1000和1006的占空比将增加，以将过多的能量存储在滤波电容器1010中。否则，占空比将减小。

图11是模块化多相ac/dc电力转换装置的示意性框图，标示为ac/dc转换装置1100。如适用于单相ac电源22的上述拓扑(即，转换装置20a)可以以并联方式适用于更高功率的应用和/或适用于三相充电器。当用于三相应用时，可以消除上述有源滤波器72，由此提高系统效率。省略有源滤波器72是可能的，因为每个相的输出电流相对于其它相中的每一相具有自然的120°差，因而当相加在一起时，所有组合的ac分量将倾向于彼此抵消(即，不期望的纹波可以被中和)。

参考图11，三相ac源被示为例如分别提供具有标示为相a、相b和相c的相应相的ac功率的单独源22a、22b、22c。如图所示，图1和2中的方框34、36和变压器40可以针对每相进行复制。输出电容(和串联电阻)如方框1102所示，并且输出电感器(和串联电阻)如方框1104所示。电池电压vb也针对参考系示出。

图12示出了与图11的多相转换装置1100的操作相关联的电网侧电流(每相)、电压和共模电流。在最上面的迹线中，示出了与相a、b和c对应的电网电流信号1200a、1200b和1200c。中间迹线示出与相a、b和c对应的电压信号1202a、1202b和1202c。最底部的迹线示出了共模电流信号1204。

图13示出了作为来自图11的多相ac/dc转换装置1100的输出的负载侧(即，充电器实施例中的电池侧)电流和电压输出。从图13中的最上面的迹线看到的，电池电流(迹线1300)示出相对低的纹波，而最下面的迹线示出电池电压(迹线1302)也表现出相对低的纹波。

关于并行和/或多相转换装置1100，应当理解的是，变化是可能的。例如，对于除三相以外的相(即，对于其它相数，诸如两相)，有源滤波器72可能仍然是需要的或者至少是期望的。此外，即使在图11的转换装置1100中，其中相数等于3或3的倍数，即3n，但仍然可以使用诸如滤波器72的有源滤波器来滤除任何谐波。虽然效率不会成为主要问题，但增加有源滤波器会影响所需的成本和/或空间，因为有源滤波器需要滤除120hz的纹波，这意味着电容通常会相对较大并进而降低功率密度。

常规的电池充电器使用3级设计，其通常包括笨重的dc母线电容器，其进而降低功率密度并且表现出高系统损耗，由此导致效率降低以及尺寸和重量增加并且需要昂贵的冷却。常规的2级ac/dc转换器(例如，用作充电器)提高了效率，但是表现出相当大的电池电流纹波，这在某些情况下是不可管理的。本公开给出了单相ac/dc转换装置以及三相转换装置。在实施例中，单相配置将间接矩阵转换器与有源输出滤波器组合，这同时实现了增加的效率(>97％)、高功率密度以及显著降低(即，低)的输出电流纹波。在另一个单相实施例中，使用真矩阵变换器并维持有源输出滤波器。在三相配置中，使用三个单独的间接矩阵转换器(每相一个)，其中次级侧h桥并联；但是，可以可选地省略上面提到的有源输出滤波器，这节省了成本并增加了功率密度。

应当理解的是，如本文描述的电子控制单元可以包括本领域已知的常规处理装置，其能够执行存储在相关联的存储器中的预先编程的指令，这些指令全部根据本文描述的功能执行。就本文描述的方法体现在软件中的程度而言，结果得到的软件可以被存储在相关联的存储器中并且也可以构成用于执行此类方法的部件。鉴于上述使能描述，以软件完成的某些实施例的实现将不需要多于本领域普通技术人员的常规应用编程技能。这种电子控制单元还可以是具有rom、ram、非易失性和易失性(可修改)存储器的组合的类型，使得可以存储任何软件，并且还允许存储和处理动态产生的数据和/或信号。

虽然以上仅以某种程度的特定性描述了某些实施例，但是本领域技术人员可以对所公开的实施例进行多种改变而不背离本公开的范围。意图是包含在以上描述中或者在附图中示出的所有内容都应当被解释为仅仅是说明性而不是限制性的。在不背离所附权利要求定义的本发明的情况下，可以进行细节或结构上的改变。

被认为通过引用并入本文的任何专利、出版物或其它公开素材全部或部分地仅在所并入的材料不与本公开中阐述的现有定义、陈述或其它公开素材冲突的程度上被并入本文。因此，并且在必要的程度上，如本文明确阐述的公开内容取代通过引用并入本文的任何冲突的素材。被认为通过引用并入本文但与本文阐述的现有定义、陈述或其它公开素材冲突的任何素材或其部分将仅在并入的材料与现有公开素材之间不发生冲突的程度上被并入。

虽然已经示出并描述了一个或多个特定实施例，但是本领域技术人员将理解的是，在不背离本教导的精神和范围的情况下，可以进行各种改变和修改。