本发明涉及一种电源装置、设备及控制方法。
背景技术：
在具有多个能够进行电压转换的转换部的多相转换器中，为了有效地进行电压转换，可根据规定的条件改变进行电压转换的转换部的数量。专利文献1中记载有一种电源系统，其具备并联连接的多台电源装置、及控制电源装置的操作台数的操作台数控制装置。操作台数控制装置根据操作规定台数的电源装置时的负载电流及对该负载电流的转换效率来确定要操作的电源装置的台数。专利文献1中所记载的技术在非专利文献1中也有记载。另外，专利文献3中所记载的技术在专利文献4和专利文献5中也有记载。另外，专利文献6中所记载的技术在专利文献7和专利文献8中也有记载。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特表2013-504986号公报
专利文献2：日本特开2009-296775号公报
专利文献3：美国专利第6031747号说明书
专利文献4：美国专利第6281666号说明书
专利文献5：德国专利申请公开第102011052922号说明书
专利文献6：美国专利申请公开第2007/0013350号说明书
专利文献7：美国专利申请公开第2007/0262756号说明书
专利文献8：美国专利申请公开第2011/0316503号说明书
非专利文献
非专利文献1：weihongqiu，chuncheung，shangyangxiao，gregmiller′powerlossanalysesfordynamicphasenumbercontrolinmultiphasevoltageregulators′，appliedpowerelectronicsconferenceandexposition，2009.apec2009.twenty-fourthannualieee，february2009，pages102-108
技术实现要素：
发明要解决的课题
如在专利文献1～8及非专利文献1中均公开，在该技术领域中，通常连续增减进行执行电压转换的转换部的数量，以免在转换部中流动的负载电流在增减前后突然发生变化。但是，当使用所谓的磁耦合(磁性抵消)型多相转换器、即各转换部中所包含的电抗器与其他转换部的电抗器进行磁耦合，以抵消彼此的感应磁场的结构时，若只有具有进行了磁耦合的电抗器的多个转换部的一部分为了电压转换而被驱动，则与为了电压转换而驱动彼此磁耦合的所有转换部的情况相比，上述磁性抵消作用不起作用。因此，负载向该一部分转换部集中而多相转换器的效率降低。进而，由于在一部分转换部中流动的负载电流与其他转换部中流动的负载电流之间产生不均衡，因此即使进行交错控制，多相转换器的输入输出电流的波动也会增大，并且导致控制的不稳定化或平滑电容器的体积增大。
然而，专利文献1～8及非专利文献1中所公开的多相转换器为各电抗器分别具有个别的铁芯的非磁耦合(非磁性抵消)型多相转换器。因此，连续增减进行电压转换的转换部的数量，并未考虑由于这种一部分的转换部的动作而引起的效率的降低。由此，在磁耦合(磁性抵消)型多相转换器中，关于能够抑制负载向多个转换部的一部分集中的、增减进行电压转换的转换部的课题未发现且未解决。
用于解决课题的手段
本发明的目的在于提供一种能够防止负载向多个转换部的一部分集中的电源装置、设备及控制方法。
本发明提供以下方案。
第一方案为一种电源装置，其具备：
电源(例如为后述实施方式中的燃料电池101)；
转换模块(例如为后述实施方式中的fc-vcu103、203)，其具有多个能够对由所述电源供给的电力进行电压转换的转换部，并且该多个转换部并联地电连接；及
改变部(例如为后述实施方式中的ecu113)，改变进行所述电压转换的所述转换部的数量即动作数，
所述改变部禁止向在进行所述电压转换的转换部之间产生电流不均衡的动作数的改变。
第二方案在第一方案的电源装置的基础上，其中，
所述电源装置具备分配部(例如为后述实施方式中的ecu113)，当所述动作数为多个时，执行向进行所述电压转换的各转换部均等地分配来自所述电源的电流的分配处理，
与所述分配处理无关地，所述改变部禁止向在进行所述电压转换的转换部之间产生电流不均衡的动作数的改变。
需要说明的是，分配部及改变部可以借助具有后述实施方式中表示的多个功能的相同的ecu113来兼用。
第三方案在第一方案或第二方案的电源装置的基础上，其中，
所述多个转换部分别具有感应元件(例如为后述实施方式中的电抗器l1～l4)，
所述不均衡由进行所述电压转换的转换部以为的转换部所具有的感应元件引起。
第四方案在第三方案的电源装置的基础上，其中，
进行所述电压转换的转换部以外的转换部为与进行所述电压转换的转换部相邻的不进行所述电压转换的转换部。
第五方案在第一至第四方案中任一个的电源装置的基础上，其中，
所述转换模块具备至少一个包括磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组，所述磁耦合的感应元件的对具有2个转换部共用的铁芯(例如为后述实施方式中的鉄芯coa、cob)和相对于该铁芯的绕组方向为相反的2个线圈，
所述改变部除了特定数以外，禁止向只有所述转换部的组中的一个转换部进行所述电压转换的动作数的改变。
第六方案在第五方案的电源装置的基础上，其中，
所述转换模块仅具备至少一个包括所述磁耦合的感应元件的对所述转换部的组。
第七方案在第五或第六方案的电源装置的基础上，其中，
所述特定数为1。
第八方案在第一至第四方案中任一个的电源装置的基础上，其中，
所述转换模块具备至少一个包括磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组，所述磁耦合的感应元件的对具有2个转换部共用的铁芯和相对于该铁芯的绕组方向为相反的2个线圈，
所述改变部禁止向只有所述转换部的组中的一个转换部进行所述电压转换的动作数的改变。
第九方案为一种电源装置，其具备：
电源(例如为后述实施方式中的燃料电池101)；
转换模块(例如为后述实施方式中的fc-vcu103、203)，其具有多个能够对由所述电源供给的电力进行电压转换的转换部，并且该多个转换部并联地电连接；及
改变部(例如为后述实施方式中的ecu113)，改变进行所述电压转换的所述转换部的数量即动作数，
所述转换模块具备至少一个包括磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组，所述磁耦合的感应元件的对具有n(n为自然数)个转换部共用的铁芯(例如为后述实施方式中的鉄芯coa、cob)和相对于该铁芯的绕组方向为相反的n个线圈，
所述改变部除了特定数以外，禁止向进行所述电压转换的转换部的数量并不是n的倍数的动作数的改变。
第十方案在第九方案的电源装置的基础上，其中，
所述特定数为1。
第十一方案为一种电源装置，其具备：
电源(例如为后述实施方式中的燃料电池101)；
转换模块(例如为后述实施方式中的fc-vcu103、203)，其具有多个能够对由所述电源供给的电力进行电压转换的转换部，并且该多个转换部并联地电连接；及
改变部(例如为后述实施方式中的ecu113)，改变进行所述电压转换的所述转换部的数量即动作数，
所述转换模块具备至少一个包括磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组，所述磁耦合的感应元件的对具有n(n为自然数)个转换部共用的铁芯(例如为后述实施方式中的鉄芯coa、cob)和相对于该铁芯的绕组方向为相反的n个线圈，
所述改变部禁止向进行所述电压转换的转换部的数量并不是n的倍数的动作数的改变。
第十二方案在第九至第十一方案中任一个的电源装置的基础上，其中，
所述转换部的组为彼此相邻的2个感应元件的组。
第十三方案在第九至第十二方案中任一个的电源装置，其中，
所述转换模块仅具备至少一个包括所述磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组。
第十四方案为一种设备，其具有第一至第十三方案中的任一个电源装置。
第十五方案为一种控制方法，其为由电源装置进行的控制方法，
所述电源装置具备：
电源(例如为后述实施方式中的燃料电池101)；
转换模块(例如为后述实施方式中的fc-vcu103、203)，其具有多个能够对由所述电源供给的电力进行电压转换的转换部，并且该多个转换部并联地电连接；及
改变部(例如为后述实施方式中的ecu113)，改变进行所述电压转换的所述转换部的数量即动作数，
所述改变部禁止向在进行所述电压转换的转换部之间产生电流不均衡的动作数的改变。
第十六方案为一种控制方法，其为由电源装置进行的控制方法，
所述电源装置具备：
电源(例如为后述实施方式中的燃料电池101)；
转换模块(例如为后述实施方式中的fc-vcu103)，其具有多个能够对由所述电源供给的电力进行电压转换的转换部，并且该多个转换部并联地电连接；及
改变部(例如为后述实施方式中的ecu113)，改变进行所述电压转换的所述转换部的数量即动作数，
所述转换模块具备至少一个包括磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组，所述磁耦合的感应元件的对具有n(n为自然数)个转换部共用的铁芯(例如为后述实施方式中的鉄芯coa、cob)和相对于该铁芯的绕组方向为相反的n个线圈，
所述改变部除了特定数以外，禁止向进行所述电压转换的转换部的数量并不是n的倍数的动作数的改变。
第十七方案为一种控制方法，其为由电源装置进行的控制方法，
所述电源装置具备：
电源(例如为后述实施方式中的燃料电池101)；
转换模块(例如为后述实施方式中的fc-vcu103)，其具有多个能够对由所述电源供给的电力进行电压转换的转换部，并且该多个转换部并联地电连接；及
改变部(例如为后述实施方式中的ecu113)，改变进行所述电压转换的所述转换部的数量即动作数，
所述转换模块具备至少一个包括磁耦合的感应元件的对的所述转换部的组，所述磁耦合的感应元件的对具有n个(n为自然数)转换部共用的铁芯(例如为后述实施方式中的鉄芯coa、cob)和相对于该铁芯的绕组方向为相反的n个线圈，
所述改变部禁止向进行所述电压转换的转换部的数量不是n的倍数的动作数的改变。
发明效果
根据第一方案、第十四方案及第十五方案，由于禁止向在进行电压转换的转换部之间产生不均衡的动作数的改变，因此能够防止负载向一部分转换部集中。其结果，可实现转换模块的高寿命化和高耐久化。
根据第二方案，由于禁止向如下动作数的改变，该动作数为即使进行基于分配部的电流的均等化也会在进行电压转换的转换部之间产生电流不均衡的动作数，因此能够防止负载向一部分转换部集中。其结果，可实现转换模块的高寿命化和高耐久化。
根据第三方案，由于禁止向如下动作数的改变，该动作数为通过由进行电压转换的转换部以外的转换部所具有的感应元件产生的感应电流而引起不均衡的动作数，因此能够防止负载向一部分转换部集中。
根据第四方案，由于禁止向如下动作数的改变，该动作数为通过由不进行电压转换的转换部所具有的感应元件产生的感应电流而引起不均衡的动作数，因此能够防止负载向一部分转换部集中。
具有多个转换部的转换模块优选根据输入电流(负载电流)适当地切换动作数，以使转换效率变得最大。但是，若无例外地一律禁止向由于感应电流而导致负载向一部分转换部集中的动作数的改变，则动作数的选项变少，并且有损转换效率。根据第五方案，针对包括磁耦合型的转换部的转换模块，除了特定数以外，禁止向由于感应电流而导致负载向一部分转换部集中的动作数的改变，因此能够防止负载向一部分转换部集中。此外，能够同时将特定数用作动作数，因此能够维持高转换效率。
根据第六方案及第十三方案，即使在使用仅由磁耦合型的转换部构成的转换模块的情况下，通过禁止向只有一组转换部中的一个转换部进行电压转换的动作数的变更，除了特定数以外，只有一组转换部中的一个转换部不进行电压转换，因此能够防止负载向一部分转换部集中。此外，能够同时将特定数用作动作数，因此能够维持高转换效率。
当由电源供给的电流低时，能够通过仅驱动1个转换部来进行有效的电压转换，并且若为1个转换部的驱动，则无需考虑与其他转换部的电流不均衡，因此根据第七方案及第十方案，能够有效地进行低电流时的电压转换。
根据第八方案，针对包括磁耦合型转换部的转换模块，禁止向由于感应电流而导致负载向一部分转换部集中的动作数的改变，因此能够防止负载向一部分转换部集中。
根据第九方案、第十四方案及第十六方案，针对包括磁耦合型转换部的转换模块，除了特定奇数的动作数以外，禁止向由于感应电流而导致负载向一部分转换部集中的动作数的改变，因此能够防止负载向一部分转换部集中。
根据第十一方案、第十四方案及第十七方案，针对包括磁耦合型的转换部的转换模块，禁止向由于感应电流而导致负载向一部分转换部集中的动作数的改变，因此能够防止负载向一部分转换部集中。
根据第十二方案，由于不会只有一组彼此相邻的转换部中的一个进行电压转换，因此能够防止负载向一部分转换部集中。
附图说明
图1是表示搭载本发明所涉及的一实施方式的电源装置的电动车辆的概略结构的框图。
图2是表示一实施方式的电源装置、蓄电池、vcu、pdu及电动发电机的关系的电路图。
图3是表示只驱动fc-vcu所具有的4个转换部(相)中的一个时的开关信号及fc-vcu的输入输出电流的经时变化的图。
图4是表示驱动fc-vcu所具有的4个转换部(相)全部时的开关信号及fc-vcu的输入输出电流的经时变化的图。
图5是表示考虑到相对于输入电流的每个所驱动的转换部(相)的数n的损耗的fc-vcu的能量效率的曲线图。
图6是表示图2所示的fc-vcu所具有的4个转换部(相)的各构成要素及平滑电容器的从z轴方向观察的位置关系的图。
图7是表示另一实施方式的电源装置、蓄电池、vcu、pdu及电动发电机的关系的电路图。
图8是表示图7所示的fc-vcu所具有的4个转换部(相)的各构成要素及平滑电容器的从z轴方向观察的位置关系的图。
图9是按照动作相数分别表示fc-vcu中的每个驱动模式的要驱动的相的第一实施例的图。
图10是说明基于第一实施例的ecu进行的fc-vcu的驱动模式的选择步骤的流程图。
图11是按照动作相数分别表示fc-vcu中的每个驱动模式的要驱动的相的第二实施例的图。
图12是说明基于第二实施例的ecu进行的fc-vcu的驱动模式的选择步骤的流程图。
图13是表示当将fc-vcu的输入功率设为恒定时，相对于输入电流ifc的fc-vcu中的每个动作相数n的损耗ηtotal_n的曲线图。
图14是表示将输入功率设为恒定并以规定的相数驱动fc-vcu时，相对于升压率的fc-vcu中的损耗的曲线图。
图15是表示动作相数为1相、2相及4相的fc-vcu中的各损耗图的图。
图16是表示闭路电压根据放电量而变动的燃料电池的iv特性的曲线图。
图17是表示抽出在图15所示的3个损耗图阴影化的最小的损耗值的合成损耗图的图。
图18是按照动作相数分别表示fc-vcu中的每个驱动模式的要驱动的相的第四实施例的图。
图19是表示由4相驱动fc-vcu时在各相中流动的相电流il1～il4的经时变化的图。
图20是表示由3相驱动fc-vcu时在各相中流动的相电流il1～il4的经时变化的图。
图21是表示在将fc-vcu的动作相数从1相切换为2相时的、针对驱动中的相1及开始驱动的相2的开关元件的接通/断开切换控制的占空比d1、d2、各相电流il1、il2及输入电流ifc的经时变化的一例的第五实施例的图。
图22是表示在将fc-vcu的动作相数从2相切换为1相时的、针对持续驱动的相1及停止驱动的相2的开关元件的接通/断开切换控制的占空比d3、d4、各相电流il1、il2及输入电流ifc的经时变化的一例的第五实施例的图。
图23是表示切换动作相数的输入电流ifc的阈值与伴随着动作相数的切换的在驱动相中流动的相电流的变化量之间的关系的一例的第五实施例的图。
图24是表示在切换fc-vcu的动作相数时由第五实施例的ecu进行的动作的流程图。
图25是表示切换动作相数的输入电流ifc的阈值与伴随动作相数的切换的在驱动相中流动的相电流的变化量之间的关系的另一例子的第五实施例的图。
图26是表示当以开关频率f进行控制的fc-vcu的动作相数为1相时、以开关频率f/2进行控制的fc-vcu的动作相数为1相时、及以开关频率f/2进行控制的fc-vcu的动作相数为2相且被交错控制时的、fc-vcu的输出电流及输入电流ifc的经时变化的例子的第六实施例的图。
图27是表示由第六实施例的ecu控制fc-vcu时的输入电流ifc与开关频率、动作相数及输入输出电流的频率之间的关系的一例的图。
图28是表示不进行第六实施例的控制的ecu根据fc-vcu的损耗确定动作相数时的输入电流ifc与开关频率、动作相数及输入输出电流的频率之间的关系的一例的图。
图29是表示由第六实施例的ecu控制fc-vcu时的输入电流ifc与开关频率、动作相数及输入输出电流的频率之间的关系的另一例子的图。
图30是表示相对于输入电流ifc的fc-vcu中的每个动作相数n的损耗ηtotal_n的曲线图。
图31是表示通过进行省电控制，输入电流ifc降低并且动作相数减少时在驱动相中流动的相电流增加的情况的图。
图32是表示在进行省电控制时，与输入电流ifc无关，相比于省电控制前的相数增加fc-vcu的动作相数的情况的第七实施例的图。
图33是表示当fc-vcu的温度超过阈值时由第七实施例的ecu所执行的动作的流程图。
图34是针对电流传感器及相电流传感器的每个不同状态表示用于确定动作相数的电流值、用于控制相电流平衡的电流值、及有无执行省电控制的第八实施例的图。
图35是表示第八实施例的ecu根据电流传感器及相电流传感器的状态进行的动作的流程图。
图36是表示搭载有具有第九实施例的ecu的电源装置的电动车辆的概略结构的框图。
图37是表示与fc-vcu的动作相数相对应的交流信号的基本振幅和该基本振幅总计值的经时变化的第十实施例的图。
图38是用于说明因以1相驱动fc-vcu时重叠的交流信号的振幅的大小引起的输入电流ifc的波形的差异的、输入电流的值在0(a)附近的放大图。
图39是表示fc-vcu的升压率与乘以基本重叠量的系数之间的关系的图。
图40是表示与fc-vcu的动作相数相对应的交流信号的基本振幅和该基本振幅总计值的经时变化的第十一实施例的图。
图41是表示用于说明因以1相驱动fc-vcu时重叠的交流信号的振幅的大小引起的输入电流ifc的波形的差异的、输入电流的值在0(a)附近的放大图。
图42是表示fc-vcu的升压率与乘以基本重叠量的系数之间的关系的图。
图43是表示将交流信号重叠在驱动相的控制信号上时由第十一实施例的ecu进行的动作的流程图。
图44是表示安装有其他实施方式的电源装置的电动车辆的概略结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
图1是表示搭载有本发明所涉及的一实施方式的电源装置的电动车辆的概略结构的框图。图1中的粗实线表示机械连接，双重点线表示电力布线，细实线箭头表示控制信号。图1所示的1mot型的电动车辆具备电动发电机(mg)11、pdu(powerdriveunit，电力驱动单元)13、vcu(voltagecontrolunit，电压控制单元)15、蓄电池17及一实施方式的电源装置100。以下，对电动车辆所具备的各构成要素进行说明。
电动发电机11借助从蓄电池17和电源装置100中的至少一个供给的电力而驱动，并产生电动车辆行驶所使用的动力。由电动发电机11产生的转矩经由包含变速段或固定段的齿轮箱gb及差动齿轮d传递到驱动轮w。另外，电动发电机11在电动车辆减速时作为发电机进行动作，来输出电动车辆的制动力。需要说明的是，通过使电动发电机11作为发电机进行动作而产生的再生电力被存储到蓄电池17中。
pdu13将直流电压转换为三相交流电压并施加到电动发电机11。另外，pdu13将在电动发电机11进行再生动作时输入的交流电压转换为直流电压。
vcu15在直流的状态下对蓄电池17的输出电压进行升压。另外，vcu15在电动车辆减速时降低由电动发电机11发电而转换为直流的电力。进而，vcu15在直流的状态下降低电源装置100的输出电压。由vcu15降压的电力被充电到蓄电池17中。
蓄电池17具有例如锂离子电池或镍氢电池等多个蓄电单元，并经由vcu15向电动发电机11供给高电压的电力。需要说明的是，蓄电池17并不限定于例如锂离子电池和镍氢电池等二次电池。例如，也可以将虽然可蓄电容量小但是能够在短时间内充电和放电大量的电力的电容器(condenser)或电容(capacitor)用作蓄电池17。
如图1所示，电源装置100具备燃料电池(fc)101、fc-vcu(fuelcellvoltagecontrolunit，燃料电池电压控制单元)103、电流传感器105、相电流传感器1051～1054(参照图2)、电压传感器1071、1072、温度传感器1091～1094(参照图2)、电源开关111及ecu(electroniccontrolunit，电子控制单元)113。
燃料电池101具有氢气罐、氢气泵及fc堆栈。氢气罐储存作为电动车辆行驶所使用的燃料的氢气。氢气泵调整从氢气罐送到fc堆栈的氢气量。另外，氢气泵通过将氢气罐中所储存的干燥后的氢气经由氢气泵内的贮水槽供给到fc堆栈，由此还能够调整氢气的加湿量。fc堆栈引入从氢气泵供给的氢气和空气中的氧气，并通过化学反应产生电能。在fc堆栈中产生的电能向电动发电机11或蓄电池17供给。
对于燃料电池101，除了固体高分子型燃料电池(pefc＝polymerelectrolytefuelcell)以外还能够应用磷酸型燃料电池(pafc＝phosphoricacidfuelcell)或熔融碳酸盐型燃料电池(mcfc＝moltencarbonatefuelcell)、固体氧化物型燃料电池(sofc＝solidoxidefuelcell)等各种燃料电池。
需要说明的是，燃料电池101的闭路电压根据放电量而变化。另外，燃料电池101的特性与上述蓄电池17的特性相互不同。只要供给作为燃料的氢气和氧气，燃料电池101就能够持续放出大电流。但是，通过所供给的燃料气体的电化学反应来产生电，在这种原理上难以使燃料电池101的输出在短时间内不连续地变动。考虑到这些特性，认为燃料电池101具备作为高容量型的电源的特性。另一方面，蓄电池17通过内部的活性物质的电化学反应而产生电，在这种原理上难以持续放出大电流，但使其输出在短时间内不连续地改变却并不困难。考虑到这些特性，认为蓄电池17具备作为高输出型的电源的特性。
fc-vcu103为所谓的多相变换器，即具有能够对由燃料电池101输出的电力(电能)进行电压转换的4个转换部，并将这些转换部相互并联连接，且共用该输出节点和输入节点。图2是表示电源装置100、蓄电池17、vcu15、pdu13及电动发电机11的关系的电路图。如图2所示，fc-vcu103所具有的各转换部具有升压斩波电路的电路结构，该升压斩波电路包括电抗器、与该电抗器串联连接的二极管、连接在电抗器与二极管之间的开关元件。需要说明的是，在fc-vcu103的输入侧，与4个转换部并联地设置有平滑电容器c1，在fc-vcu103的输出侧，与vcu15并联地设置有平滑电容器c2。
fc-vcu103所具有的4个转换部并联地电连接，在所期望的时刻对至少一个转换部的开关元件进行接通/断开切换动作，从而将燃料电池101的电压以直流的状态进行升压并输出。通过从ecu113向fc-vcu103的脉冲状的具有规定的占空比的开关信号控制转换部的开关元件的接通/断开切换动作。
通过ecu113的控制而驱动的转换部的数量影响fc-vcu103的输出电流的波动。对转换部的开关元件进行接通/断开切换控制时，在进行接通动作时，向fc-vcu103输入的输入电流向开关元件侧流动并且电抗器存储能量，在进行断开动作时，朝向fc-vcu103输入的输入电流向二极管侧流动并且电抗器释放存储的能量。因此，如图3所示，若只驱动fc-vcu103所具有的4个转换部中的一个，则从fc-vcu103输出在进行断开动作时在转换部流动的电流。另外，如图4所示，当驱动fc-vcu103所具有的4个转换部全部时，进行将各转换部的接通/断开切换相位分别错开90度的交错控制。此时，由于各转换部的输出电流在fc-vcu103的输出节点处合成，因此fc-vcu103的输出电流的波动与图3所示的只驱动一个转换部的情况相比较小。另外，当驱动fc-vcu103所具有的4个转换部中的2个时，进行将所驱动的各转换部的接通/断开切换相位分别错开180度的交错控制。此时的fc-vcu103的输出电流的波动与图4所示的驱动4个转换部的情况相比较大，但与图3所示的只驱动1个转换部的情况相比较小。这样，输出电流的波动根据所驱动的转换部的数量而改变。若使所驱动的转换部之间的相位差等于将360度除以驱动的转换部的数量而得的值，则能够使输出电流的波动最小化。
另外，驱动的转换部的数量还会影响在fc-vcu103中发生的损耗。在fc-vcu103中发生的损耗包括开关元件在接通和断开状态之间转移时产生的转移损耗ηtrans、由开关元件等所具有的电阻成分产生的导通损耗ηconduct、及因进行开关产生的开关损耗ηswitch(fsw)这3个。
只驱动4个转换部中的一个时，在fc-vcu103中发生的损耗rtotal_1由以下式(1)表示。其中，“ifc”为向fc-vcu103的输入电流，“v1”是fc-vcu103的输入电压，“v2”是fc-vcu103的输出电压。另外，“ttrans”是开关元件中从接通到断开或从断开到接通的转移时间，“fsw”是开关频率，“rdson”是构成转换部的开关元件的接通电阻。另外，“a”是常数。
[数学式1]
根据式(1)所示的损耗ηtotal_1，向fc-vcu103的输入电流ifc越大，尤其是导通损耗越增大，并且fc-vcu103的发热量增加。因此，当增加驱动的转换部的数量并且驱动n个(n为2以上的整数)转换部时，在fc-vcu103中发生的损耗ηtotal_n由以下式(2)表示。
[数学式2]
根据式(2)所示的损耗ηtotal_n，随着驱动的转换部的数量的增加，虽然开关损耗增大，但导通损耗减小。因此，ecu113使用表示fc-vcu103的能量效率的图表等来选择所驱动的转换部的数量，该fc-vcu103的能量效率考虑到了每个进行驱动的转换部的数n的损耗。图5是表示考虑到相对于输入电流的所驱动的每个转换部的数n的损耗的fc-vcu103的能量效率的曲线图。ecu113从基于图5的曲线图的图表选择与向fc-vcu103的输入电流ifc相对应的适当的数n。
图6是表示图2所示的fc-vcu103所具有的4个转换部的各构成要素及平滑电容器c1、c2的从z轴方向观察的位置关系的图。在以下说明中，将fc-vcu103所具有的4个转换部分别表示为“相”。因此，在本实施方式中，如图6所示，将包括电抗器l1的转换部表示为“相1”，将包括电抗器l2的转换部表示为“相2”，将包括电抗器l3的转换部表示为“相3”，将包括电抗器l4的转换部表示为“相4”。另外，根据驱动的转换部(相)的数n将动作相数表示为“n相”，例如，如果驱动的转换部(相)的数量(以下，有时也记载为“动作相数”。)为一个，则表示为“1相”，如果驱动的转换部(相)的数量为2个，则表示为“2相”。
如图6所示，在本实施方式中，相1～相4呈一列排列配置在xy平面上，在xy平面内的最外侧配置有相1及相4，在相1的内侧配置有相2，在相4的内侧配置有相3。另外，构成相1的电抗器l1的铁芯和构成相2的电抗器l2的铁芯可共用，各电抗器的线圈相对于铁芯的绕组方向彼此相反。同样地，电抗器l3的铁芯和电抗器l4的铁芯也可共用，各电抗器的线圈相对于铁芯的绕组方向彼此相反。因此，电抗器l1和电抗器l2彼此磁耦合，并且电抗器l3和电抗器l4彼此磁耦合。
进而，在图6中示出了使相同的电流向彼此磁耦合的电抗器流动的情况下，在各个相中产生的磁通量相互抵消的点。分别通过电磁感应，向电抗器l3流动的电流il3产生磁通量3，向电抗器l4流动的电流il4产生磁通量4。如前所述，电抗器l3的铁芯和电抗器l4的铁芯可共用，因此磁通量3和磁通量4呈相反取向并相互抵消。因此，能够抑制电抗器l3和电抗器l4中的磁饱和。另外，在电抗器l1和电抗器l2中也相同。
另外，在电抗器l1和电抗器l2共用的铁芯coa配置在跨相1及相2的xy平面上，在电抗器l3和电抗器l4共用的铁芯cob配置在跨相3及相4的xy平面上。xy平面可以是水平面，也可以是垂直面。需要说明的是，磁耦合的电抗器的数量不限于2。如前所述，通过共用铁芯，能够使3个或4个或多于4个的电抗器磁耦合。
各相的电抗器l1～l4的感应电流il1～il4向与将开关元件的一端和二极管的一端连接的节点相连的节点node2输入。开关元件的另一端的节点node1与接地线连接。另外，各相的输出电流从二极管的另一端的节点node3输出。
需要说明的是，如图7所示，构成相1～相4的各电抗器的铁芯可以是独立的结构。但是，即使在这种情况下，如图8所示，相1～相4呈一列排列配置在xy平面上，在xy平面内的最外侧配置有相1及相4，在相1的内侧配置有相2，在相4的内侧配置有相3。
电源装置100所具有的电流传感器105及相电流传感器1051～1054为不具有与电流的检测对象即电路的电接点(节点)的所谓霍尔型的电流传感器。各电流传感器具有铁芯及霍尔元件，作为磁电转换元件的霍尔元件将与产生在铁芯的间隙中的输入电流成比例的磁场转换为电压。电流传感器105检测也是燃料电池101的输出电流的、向fc-vcu103的输入电流ifc。向ecu113发送表示与由电流传感器105检测的输入电流ifc相对应的电压的信号。图2所示的相电流传感器1051～1054检测在fc-vcu103的各相(各转换部)中流动的相电流il1～il4。向ecu113发送表示与由相电流传感器1051～1054检测的相电流il1～il4相对应的电压的信号。需要说明的是，电流传感器105的控制周期和相电流传感器1051～1054的控制周期彼此不同，以防止ecu113中的控制的干扰。在本实施方式中，电流传感器105的控制周期比相电流传感器1051～1054的控制周期快。这是因为，例如利用该检测值来改变动作相数的电流传感器105与利用该检测值来实现正在驱动的各相的电流值的平衡的辅助相电流传感器1051～1054的作用不同，该电流传感器105对fc-vcu103的效率有很大的影响。
电压传感器1071检测也是燃料电池101的输出电压的fc-vcu103的输入电压v1。向ecu113发送表示由电压传感器1071检测到的电压v1的信号。电压传感器1072检测fc-vcu103的输出电压v2。向发送ecu113表示由电压传感器1072检测到的电压v2的信号。
温度传感器1091～1094检测fc-vcu103的特别是各相(各转换部)的开关元件附近的温度。向ecu113发送由温度传感器1091～1094检测到的温度t1～t4的信号。
电源开关111是在启动或停止搭载有电源装置100的电动车辆时由驾驶员操作的开关。若在电动车辆为停止的状态时操作(接通操作)电源开关111，则向ecu113输入表示启动的电源开关信号。另一方面，若在电动车辆工作的状态时操作(断开操作)电源开关111，则向ecu113输入表示停止的电源开关信号。
ecu113进行燃料电池101的控制、构成fc-vcu103的4个相中要驱动的相的选择、及通过供给到所选择的相的开关元件中的开关信号进行的接通/断开切换控制、以及pdu13及vcu15的控制。另外，ecu113使用vcu15进行配电控制，以发挥特性不同的燃料电池101和蓄电池17的各自特性。若进行该配电控制，则燃料电池101以在电动车辆加速行驶时将恒定的电力向电动发电机11供给电力的方式使用，蓄电池17以在为了电动车辆的行驶而需要较大驱动力时向电动发电机11供给电力的方式使用。另外，在电动车辆减速行驶时，ecu113通过由电动发电机11发电的再生电力来对蓄电池17进行充电。
进而，ecu113对fc-vcu103进行以下说明的第一实施例～第十一实施例的各控制。以下，参照附图对各实施例的控制进行详细说明。
(第一实施例)
第一实施例的ecu113根据电源开关111的接通/断开操作来切换fc-vcu103中的相的驱动模式。
图9是按照动作相数分别表示fc-vcu103中的每个驱动模式的要驱动的相的第一实施例的图。第一实施例的ecu113根据图9所示的4个驱动模式中的任一个来控制fc-vcu103。例如，当在驱动模式1下以1相驱动fc-vcu103时，ecu113对相1的开关元件进行接通/断开切换控制，当以2相进行驱动时，以180度的相位差对相1及相2的各开关元件进行接通/断开切换控制，当以4相进行驱动时，以90度的相位差对相1～相4的各开关元件进行接通/断开切换控制。需要说明的是，在2相的情况下，例如“相1及相2”或“相3及相4”那样，对1相的情况下驱动的相及将该相与电抗器的铁芯共用而得的相、换言之与该相磁耦合而成的相这2个相进行驱动。但是，当以2相驱动图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，在1相的情况下驱动的相和其他3个相中的任一个得以驱动。另外，在图9所示的fc-vcu103中的驱动模式中，因后述原因排除了3相动作，但在使用图7及图8所示的fc-vcu203的情况下也可以以3相进行驱动。ecu113根据向fc-vcu103的输入电流ifc来确定fc-vcu103、203的动作相数。
图10是说明基于第一实施例的ecu113进行的fc-vcu103的驱动模式的选择步骤的流程图。如图10所示，ecu113每当在电动车辆停止的状态下对电源开关111进行接通操作时，依次选择图9所示的4个驱动模式1～4中的一个。ecu113以根据图10的流程图选择的驱动模式所示的相的开关元件进行接通/断开切换动作的方式控制fc-vcu103。其结果，由于施加于各相的负载通过上述驱动模式的旋转而呈均等化，因此可实现fc-vcu103的高耐久化及高寿命化。
如以上说明，基于第一实施例进行的用于使各相的负载呈均等化的控制为如下简单的控制：每当在电动车辆停止的状态下接通电源开关111时，依次控制fc-vcu103的驱动模式1～4中的一个。除了控制简单这一点以外，fc-vcu103的控制还稳定，因为在开始动作之前进行驱动模式的旋转这种大规模的控制参数改变而不是在fc-vcu103的动作期间进行。需要说明的是，图10所示的流程图中，ecu113在对电源开关111进行接通操作之后选择驱动模式，但是可以在对电源开关111进行断开操作时选择并存储驱动模式，然后，在对电源开关111进行接通操作时读出该存储的驱动模式。另外，图9所示的图中，任何驱动模式均限定于1相、2相及4相，并不包含由3相进行的驱动，但一部分驱动模式中，除了1相、2相及4相之外，也可设定在3相的情况下驱动的3个相。
需要说明的是，第一实施例的ecu113在电动车辆行驶期间除了上述说明的控制以外，还可以进行第七实施例中说明的省电控制或第八实施例中说明的相电流平衡控制。仅通过第一实施例的控制无法在电动车辆行驶中进行负载均等化，通过进行上述追加控制，即使在电动车辆行驶时也能够使各相的负载呈均等化，并且可进一步实现fc-vcu103的高耐久化及高寿命化。
此外，在第一实施例中说明的驱动模式的旋转、以及在第七实施例中说明的省电控制和第八实施例中说明的相电流平衡控制的共同目的为抑制负载相对于特定相的集中。为了通过组合这些控制来更适当地实现各相的负载的均等化，需要避免控制之间的竞争(振荡)，以使各控制正常地发挥功能。
第一实施例中说明的驱动模式的旋转中的主要控制参数是电源开关111的接通/断开操作，第七实施例中说明的省电控制中的主要控制参数是温度传感器1091～1094的输出值，第八实施例中说明的相电流平衡控制中的主要控制参数是相电流传感器1051～1054的检测值。这样，由于这些控制中的主要控制参数彼此不同，因此完全不会影响其他控制。
进而，第七实施例中说明的省电控制和第八实施例中说明的相电流平衡控制在电动车辆行驶时进行，第一实施例中说明的驱动模式的旋转在电动车辆停车时(启动时)进行，因此应用的场景完全不同。
即，由于第一实施例中说明的驱动模式的旋转、以及第七实施例中说明的省电控制和第八实施例中说明的相电流平衡控制中采取了应对主要控制参数和控制的应用场景的双振荡(hunting)对策，因此通过适当地组合这些控制，可进一步实现fc-vcu103的高耐久化及高寿命化。
(第二实施例)
第二实施例的ecu113在以1相驱动图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103时，驱动在xy平面上呈一列排列配置的相1～相4中配置于内侧的相2或相3。
图11是按照动作相数表示fc-vcu103中的每个驱动模式的要驱动的相的第二实施例的图。第二实施例的ecu113根据图11所示的2个驱动模式中的任一个来控制fc-vcu103。例如，当在驱动模式1下以1相驱动fc-vcu103时，ecu113对相2的开关元件进行接通/断开切换控制，当以2相进行驱动时，以180度的相位差对相1及相2的各开关元件进行接通/断开切换控制，当以4相进行驱动时，以90度的相位差对相1～相4的各开关元件进行接通/断开切换控制。需要说明的是，在2相的情况下，例如“相1及相2”或“相3及相4”那样，对在1相的情况下驱动的相及将该相与电抗器的铁芯共用的相、换言之与该相磁耦合而成的相这2个相进行驱动。但是，当以2相驱动图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，在1相的情况下驱动的相(相2或相3)及与该相相邻的配置在内侧的相(相3或相2)得以驱动。另外，在使用图7及图8所示的fc-vcu203的情况下也可以由3相进行驱动。ecu113根据向fc-vcu103的输入电流ifc来确定fc-vcu103、203的动作相数。
图12是说明基于第二实施例的ecu113进行的fc-vcu103的驱动模式的选择步骤的流程图。如图12所示，ecu113每当在电动车辆停止的状态下对电源开关111进行接通操作时，依次选择图11所示的2个驱动模式1、2中的一个。ecu113根据通过图12的流程图选择的驱动模式来控制fc-vcu103。
如以上说明，根据第二实施例，在由1相驱动fc-vcu103时被驱动的相为图6所示的呈一列排列配置的相1～相4中配置于内侧的相2或相3。这样，优先利用相2或相3是因为，从相2或相3到平滑电容器c1、c2的布线的长度(112、113、122、123)比从相1或相4到平滑电容器c1、c2的布线的长度(111、114、121、124)短。若布线长，则l成分增加从而导致由平滑电容器c1、c2产生的平滑能力降低。因此，若选择相1或相4，则由电源开关111的动作引起的开关波动增大。但是，如本实施例，作为进行电压转换相，优先利用直到平滑电容器c1、c2为止的布线长度最短的相2或相3，而不利用直到平滑电容器c1、c2为止的布线长度最长的相1及相4，则fc-vcu103的输入输出电流被平滑电容器c1、c2充分平滑且波动得以抑制。另外，相2及相3对fc-vcu103的外部带来的噪声电平低于配置在外侧的相1及相4，且来自设置在周围的其他电气组件的噪声被这些相1及相4所阻挡，因此噪声电平由于屏蔽效果而较低且波动也小。因此，ecu113在由1相驱动fc-vcu103时优先利用相2或相3。其结果，能够防止负载集中到一部分相中，并且，能够尽可能地抑制对设置在周围的其他电气组件的不良影响。需要说明的是，图11所示的图中，任何驱动模式均限定于1相、2相及4相，并不包含由3相进行的驱动，但一部分驱动模式中，除了1相、2相及4相之外，也可设定在3相的情况下驱动的3个相。
作为基于第二实施例的第一效果，可列举如下方面：能够通过fc-vcu103的输出电流的低波动化来减小平滑电容器c1、c2的尺寸，因此能够使fc-vcu103呈轻质且小型化。此外，作为第二效果，可列举如下方面：施加于各相的负载呈均等化，因此能够使fc-vcu103实现高耐久化及高寿命化。即，通过第二实施例能够同时发挥这些第一效果及第二效果这两者。
另外，与第一实施例中说明的驱动模式的旋转同样地，将第二实施例中说明的驱动模式的旋转与第七实施例中说明的省电控制和第八实施例中说明的相电流平衡控制组合，从而能够进一步实现fc-vcu103的高耐久化及高寿命化。与第一实施例同样地，第二实施例中说明的驱动模式的旋转相对于第七实施例中说明的省电控制和第八实施例中说明的相电流平衡控制，采取基于主要控制参数和控制的应用场景的双重振荡对策，因此通过适当地组合这些控制，可进一步实现fc-vcu103的高耐久化及高寿命化。
需要说明的是，应该注意以下方面：第二实施例中说明的驱动模式的旋转也可以应用于除了4相的磁耦合型多相变换器以外的其他变换器。作为第二实施例的第一变形例，可列举相邻的2个相相互磁耦合而成的、2n相的磁耦合型多相变换器中的驱动模式的旋转。需要说明的是，n为3以上的自然数。例如，6相的磁耦合型多相变换器中，如第二实施例中所述，当以1相驱动时，使用位于多相变换器的中心的相3或相4中的一个，当以2相驱动时使用相互磁耦合而成的相3和相4这两者，当以3相驱动时，使用继相3和相4之后位于多相变换器的中心的相2或相5中的任一个。即，相比多相变换器更靠中心的相及与该相磁耦合而成的相可以被设为优先驱动的驱动模式。
需要说明的是，应该注意如下方面：第二实施例中说明的驱动模式的旋转也能够应用于磁耦合的相的数为2以外的多相变换器中。作为第二实施例的第二变形例，可列举相邻的m个相相互磁耦合而成的、l×m相的磁耦合型多相变换器中的驱动模式的旋转。需要说明的是，m为3以上的自然数，l为1以上的自然数。例如，在6相的磁耦合型多相变换器中，作为第一驱动模式，当以1相驱动时，使用位于多相变换器的中心的相3，当以2相驱动时使用与相3相互磁耦合而成的相1、相2中靠近多相变换器的中心的相2，当以3相驱动时使用相1～3，当以4相驱动时，除了相1～3以外还使用位于多相变换器的中心的相4。作为第二驱动模式，当以1相驱动时使用位于多相变换器的中心的相4，当以2相驱动时使用与相4相互磁耦合而成的相5、相6中靠近多相变换器的中心的相5，当以3相驱动时使用相4～6，当以4相驱动时，除了相4～6之外还使用位于多相变换器的中心的相3。使这些第一驱动模式和第二驱动模式旋转。
进而，应该注意以下方面：第二实施例中说明的驱动模式的旋转也能够应用于未磁耦合的多相变换器中。作为第二实施例的第三变形例，可列举未磁耦合的多相变换器中的驱动模式的旋转。在第三变形例中，由于所有相并不相互磁耦合，因此每当驱动的相增加时，越是位于多相变换器的中心的相越优先使用。
(第三实施例)
第三实施例的ecu113从根据也为燃料电池101的输出电流的向fc-vcu103的输入电流ifc、也为燃料电池101的输出电压的fc-vcu103的输入电压v1以及作为目标值的fc-vcu103的输出电压v2预先创建的损耗图中，仅根据输入电流ifc来确定fc-vcu103的动作相数。需要说明的是，在以下的说明中，将“输出电压v2/输入电压v1”称为fc-vcu103的升压率。
图13是表示当将fc-vcu103的输入功率(＝ifc×v1)设为恒定时，相对于输入电流ifc的fc-vcu103中的每个动作相数n的损耗ηtotal_n的曲线图。另外，图14是表示将输入功率设为恒定并以规定的相数驱动fc-vcu103时，相对于升压率的fc-vcu103中的损耗的曲线图。如图13所示，fc-vcu103中的损耗的大小因输入电流ifc而不同，还因动作相数n而不同。因此，由输入电流ifc求出将输入功率设为恒定时损耗变得最小的动作相数n。但是，如图14所示，fc-vcu103中的损耗的大小还因升压率(＝输出电压v2/输入电压v1)而不同。作为恒定电力电源的商用电力系统等能够仅根据图13和图14来适当地改变动作相数，但是，如后述，在具有输出电压根据局输出电流而变动的iv特性的电源中，若不考虑该iv特性，则无法适当地改变动作相数。
因此，本实施例中，针对fc-vcu103的每个输出电压v2预先导出相对于输入电流ifc的fc-vcu103中的损耗，来创建每个动作相数n的损耗图。在本实施例中，通过后述原因以1相、2相及4相中的任一个来驱动图2及图6所示的fc-vcu103，因此创建图15所示的1相、2相及4相的各损耗图。图15所示的各损耗图的横轴表示输入电流ifc，纵轴表示输出电压v2，并记载了与各输入电流ifc及从规定范围提取的各输出电压v2对应的fc-vcu103中的损耗值。输入电流ifc分别由i1～i20表示，并且这些11～120为以等间隔设置的值。另外，输出电压v2分别由v2_1～v2_21表示，这些v2_1～v2_21为以等间隔设置的值。需要说明的是，“输出电压v2＝升压率×输入电压v1...(3)”的关系成立。另外，图15和后述图17所示的各损耗图中所记载的损耗并非实际的损耗值(w)，而是用于说明各条件中的损耗值的大小关系的值，例如，应该注意是将实际损耗值进行标准化而得的值。
输入电压v1相对于输入电流ifc具有图16所示的基于燃料电池101的iv特性成立的规定关系，因此能够由输入电流ifc导出。因此，在前述式(3)中将输入电压v1作为系数时，图15所示的输出电压v2为间接表示升压率的变量。
图15的各损耗图中，对在与相同输入电流ifc及相同输出电压v2对应的3个损耗值中最小值的小块、换言之最有效率的小块实施阴影化。在本实施例中，创建出抽出图15所示的3个损耗图中被阴影化的最小损耗值而成的图17中所示的合成损耗图，并根据该合成损耗图来设定对fc-vcu103的动作相数进行切换的输入电流ifc的阈值。
如图17的合成损耗图所示，即使是相同输入电流ifc，在损耗值变得最小的动作相数因输出电压v2而不同时，相对于该输入电流ifc，分别与不同的输出电压v2对应的损耗值最小的小块的数量多的动作相数设定为进行电压转换的动作相数。例如，在图17所示的例子中，输入电流ifc为i12(a)时的分别与不同的输出电压v2的对应的损耗值最小的小块的数量在动作相数为4相的情况下为3个，在2相的情况下为18个，因此输入电流ifc为i12(a)时的动作相数设定为2相，并将切换2相和4相的输入电流ifc的阈值设定为i12(a)与i13(a)之间的值ifcb。另外，可以通过排除损耗值最小的小块的数量最少的动作相数来创建合成损耗图。根据合成损耗图设定的阈值并不限于与上述小块的数量相对应的设定，可以根据规定输出电压v2中的各动作相数的损耗值的大小来设定。规定输出电压v2例如为损耗图中的输出电压v2的范围的平均值或中间值。若规定输出电压v2为v2_11，则切换1相和2相的输入电流ifc的阈值设定为i5(a)与i6(a)之间的值ifca，并且切换2相和4相的输入电流ifc的阈值设定为i12(a)与i13(a)之间的值ifcb。
需要说明的是，当输入电流ifc上升时和下降时，可以对切换动作相数的输入电流ifc的阈值设定滞后。例如，切换2相和4相的点即阈值ifcb在输入电流ifc上升而从2相切换为4相时设定为i13(a)，当输入电流ifc下降而从4相切换为2相时设定为i13-δ(a)。通过设置该滞后能够排除控制的竞争。
另外，图15所示的损耗图及图17所示的合成损耗图是损耗值的图表，但也可以代替损耗值而使用效率的图表。此时，输入电流ifc的阈值使用基于效率最大的动作相数的合成效率图。
另外，优选将输入电流ifc的指令值的上升速度的绝对值和输入电流ifc的指令值的降低速度的绝对值中绝对值小的一方的阈值ifcb设定为i13(a)，将绝对值大的一方的阈值ifcb设定为i13-δ(a)。这是因为，关于绝对值小的一方，阈值附近处ifc所属的时间长，因此能更适当地进行动作相数的切换且损耗减少。在本实施例中，输入电流ifc的指令值的上升速度的绝对值小于输入电流ifc的指令值的降低速度的绝对值，因此当输入电流ifc上升并从2相切换为4相时，阈值ifcb设定为i13(a)，当输入电流ifc降低并从4相切换为2相时，阈值ifcb设定为i13-δ(a)。
本实施例的ecu113将与上述说明的图17所示的合成损耗图相对应的动作相数的切换点即输入电流ifc的阈值ifca、ifcb作为基准值，仅根据由电流传感器105检测出的输入电流ifc或根据从相电流传感器1051～1054的检测值获得的输入电流ifc来确定fc-vcu103的动作相数。需要说明的是，借助不同于ecu113的计算机预先创建图15所示的损耗图及图17所示的合成损耗图。
如以上说明，由第三实施例的ec113确定fc-vcu103的动作相数所需的值仅为向fc-vcu103的输入电流ifc，ec113能够通过将阈值ifca、ifcb作为基准值的简单控制来确定动作相数。这样，确定动作相数并不需要输入电流ifc以外的值，因此能够进行有效的适当的动作相数的切换控制。其结果，即使燃料电池101的输出发生变化，fc-vcu103也会有效地进行动作。
需要说明的是，在上述说明中，说明了图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103的动作相数为1相、2相或4相，当使用图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，根据基于包括3相在内的1相～4相这4个损耗图的合成损耗图来设定1相与2相、2相与3相及3相与4相之间的切换点即各阈值。另外，当以多个相驱动fc-vcu103时，第三实施例的ecu113可以进行第八实施例中说明的相电流平衡控制。
需要说明的是，在上述说明中的图15和图17中，在对fc-vcu103要求的输出电压v2的范围即v2_1～v2_21(v)中，以规定电压(v)间隔计算各条件下的损耗，但作为变形例，也可以仅在对fc-vcu103要求的输出电压v2的范围的平均值中计算各条件下的损耗，并藉此确定对输入电流ifc的动作相数。在图17所示的合成损耗图中，即使仅关注对fc-vcu103要求的输出电压v2的范围的平均值即v2_11(v)，也能够获得输入电流ifc的阈值。根据该变形例，不仅能够在效率良好这一方面改变fc-vcu103的动作相数，还能够大幅减少在与该动作相数相关的控制结构上所花费的时间。
另外，在本实施例中对仅根据输入电流ifc来改变动作相数的情况进行了说明，但作为本实施例的变形例，除了输入电流ifc以外还可以根据输出电压v2来改变动作相数，以进行更高效的电压转换。在该变形例中，在输入电流ifc为i12(a)且输出电压v2为v2_1～v2_3(v)的情况下以4相进行驱动，在输入电流ifc为i12(a)且输出电压v2为v2_4～v2_21(v)的情况下以2相进行驱动。
(第四实施例)
作为图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103的动作相数，第四实施例的ecu113禁止除了1相以外的奇数相。
图18是按照动作相数分别表示fc-vcu103中的每个驱动模式的要驱动的相的第四实施例的图。第四实施例的ecu113根据图18所示的4个驱动模式中的任一个来控制fc-vcu103。例如，当在驱动模式1下以1相驱动fc-vcu103时，ecu113对相1的开关元件进行接通/断开切换控制，当以2相进行驱动时，以180度的相位差对相1及相2的各开关元件进行接通/断开切换控制，当以4相驱动时，以90度的相位差对相1～相4的各开关元件进行接通/断开切换控制。需要说明的是，在2相的情况下，如“相1及相2”或“相3及相4”那样，对在1相的情况下驱动的相及与该相共用电抗器的铁芯的相这2个相进行驱动。
图19是表示由4相驱动fc-vcu103时在各相中流动的相电流il1～il4的经时变化的图。如图19所示，以4相驱动fc-vcu103时的相电流il1～il4的振幅的变化通过第八实施例中说明的相电流平衡控制来实现各相的输入电流的平衡，因此呈均等化。同样地，当以2相驱动fc-vcu103时，驱动相1及相2时的相电流il1、il2的振幅的变化及驱动相3及相4时的相电流il3、il4的振幅的变化呈均等。
图20是表示以3相驱动fc-vcu103时在各相中流动的相电流il1～il4的经时变化的图。即使通过第八实施例中说明的相电流平衡控制实现各相的输入电流的平衡，若将动作相数从4相变为3相，则流过相4的相电流il4减小，作用于抵消图6所示的铁芯cob的磁通量3的方向上的磁通量4减小，并且成为反向绕组的磁耦合对的相3的相电流il3增加。其结果，如图20所示，相电流il3的振幅的变化相对于相电流il1、il2的振幅的变化变大，向相3的负载比其他相增加。因此，本实施例的ecu113禁止除了1相以外的奇数相驱动fc-vcu103。需要说明的是，即使在将动作相数从2相变为3相时也产生相同的相电流的不平衡。
需要说明的是，若以1相的驱动也被禁止，则如图5所示，fc-vcu103的能量效率尤其在输入电流ifc低的状态下呈下降。因此，本实施例的ecu113即使在磁耦合型的fc-vcu103情况下也允许以1相进行驱动。
如以上说明，根据第四实施例，作为磁耦合型的fc-vcu103的动作相数，禁止除了1相以外的奇数相。因此，能够防止负载向1个相集中，从而可实现fc-vcu103的高寿命化和高耐久化。另外，若禁止以奇数相驱动，则除了动作相数1的情况之外，不驱动共用铁芯的相的组的一方，因此要驱动的相的相电流的振幅变化呈均等，fc-vcu103的控制变得稳定。进而，由于要驱动的相的相电流的振幅呈均等，因此通过前述交错控制能够降低fc-vcu103的输出电流的波动，并减小平滑电容器c2的体积，以使fc-vcu103呈轻质且小型化。
需要说明的是，对在第四实施例中相邻的2个相相互磁耦合的情况进行了说明，但作为本实施例的变形例，当相邻的n个相相互磁耦合时，禁止仅使用1相和n的倍数的相作为动作相数，并且除了1相以外，禁止仅使用相互磁耦合的n相的一部分作为动作相数。需要说明的是，n为3以上的自然数。
另外，上述说明中尤其是为了抑制输入电流ifc低的状态下的fc-vcu103的能量效率的降低，例外地允许1相动作，但作为变形例，也可以禁止1相动作，以便实现fc-vcu103的进一步的高耐久化和高寿命化。
(第五实施例)
第五实施例的ecu113在切换fc-vcu103的动作相数时，逐步且连续地改变对开始驱动的相或停止驱动的相的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比。
图21是表示在将fc-vcu103的动作相数从1相切换为2相时的、对继续驱动的相1及开始驱动的相2的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比d1、d2、各相电流il1、il2及输入电流ifc的经时变化的一例的第五实施例的图。如图21所示，在除了驱动中的相1以外重新开始相2的驱动时，本实施例的ecu113设定1相到2相的相数切换期间ti，在该期间ti中，固定对持续驱动的相1的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比d1的状态下，逐步增加对开始驱动的相2的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比d2。需要说明的是，相数切换期间ti后的相2的最终占空比为相1的占空比。
若假设不设定相数切换期间ti，而ecu113以与fc-vcu103中的所期望的升压率相对应的占空比开始相2的驱动，则如图21中由单点划线表示，输入电流ifc发生变动。该输入电流ifc的变动不仅有损控制的稳定性，而且阻碍平滑电容器c1、c2的体积的增加、甚至fc-vcu103的轻量化及小型化。但是，如本实施例，朝向驱动中的相的占空比逐渐提高开始驱动的相的占空比，由此在开始驱动的相中流动的相电流逐渐发生变化，因此能够抑制输入电流ifc的变动。
另一方面，为了将fc-vcu103的动作相数从2相切换为1相，例如在停止相2的驱动时，如图22所示，本实施例的ecu113设定从2相向1相的相数切换期间td，并在该期间td，固定对持续驱动的相1的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比d3的状态下，将对停止驱动的相2的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比d4逐步降低至0。图22是表示在将fc-vcu103的动作相数从2相切换为1相时的、对驱动时的相1及停止驱动的相2进行的接通/断开切换控制的占空比d3、d4、各相电流il1、il2及输入电流ifc的经时变化的一例的图。
在如图21所示那样增加动作相数的情况下，施加到要驱动的相(以下称为“驱动相”。)之一的负载减小，因此fc-vcu103的控制稳定性提高，并且负载的减小有助于fc-vcu103的高耐久化和高寿命化。另一方面，当如图22减少动作相数时，施加到每个驱动相上的负载增加，因此fc-vcu103的控制稳定性降低，并且负载的增加阻碍fc-vcu103的高耐久化和高寿命化。这样，若减少动作相数，则转移到fc-vcu103的控制稳定性降低的状态，因此ecu113将在减少动作相数时所设定的相数切换期间td设定为比在增加动作相数时所设定的相数切换期间ti长，将占空比d2的变化率设定为比图21的情况小。
上述说明的图21及图22所示的例子为在1相和2相之间对动作相数进行切换的情况，但在2相和4相之间进行切换的情况也相同。但是，如图23所示，以根据在fc-vcu103中产生的损耗来预先确定的对动作相数进行切换的输入电流ifc的阈值ifca、ifcb为基准切换动作相数时，ecu113中，作为伴随动作相数的切换的驱动相的持续驱动的相中流动的相电流的变化量或开始或停止驱动的相中流动的相电流的变化量越大将相数切换期间ti、td设定得越长，占空比的变化率越小。在图23所示的例子中，切换1相和2相时的驱动相中的相电流的变化量为“ifca/2”，切换2相和4相时的驱动相中的相电流的变化量为“ifcb/2-ifcb/4”。需要说明的是，如2相和4相之间的切换那样不连续地切换动作相数时的相电流的变化量大于连续地切换动作相数时的相电流的变化量的可能性高。因此，不连续地切换动作相数时的相数切换期间被设定为比连续切换时长。
需要说明的是，对动作相数进行切换的点即输入电流ifc的阈值，可以在输入电流ifc上升时和降低时设置滞后。伴随此时的动作相数的变化发生的驱动相中的相电流的变化量在输入电流ifc上升时和降低时不同。
图24是表示在切换fc-vcu103的动作相数时由第五实施例的ecu进行的动作的流程图。如图24所示，ecu113判断是否切换动作相数(步骤s501)，若切换动作相数，则进入步骤s503。在步骤s503中，ecu113根据动作相数的增减及动作相数的切换前后的驱动相中的相电流的变化量来设定相数切换期间t。此时，ecu113中，相较于增加动作相数的情况，将减少动作相数的情况下的相数切换期间期间t设定得更长，动作相数的切换前后的驱动相中的相电流的变化量越大，将相数切换期间t设定得越长。进而，ecu113相较于连续地切换动作相数的情况，将不连续地切换的情况下的相数切换期间t设定得更长。
接着，ecu113获取持续驱动的相的占空比d(步骤s505)。接着，ecu113将表示时间的计数值t设定为0(步骤s507)。接着，ecu113将在计数值t上加上控制周期δt而得的值设定为新的计数值t(步骤s509)。接着，ecu113固定持续驱动的相的占空比d的状态下，在增加动作相数的情况下，以(t/t)×d的占空比对开始驱动的相的开关元件进行接通/断开切换控制，在减少动作相数的情况下，以d-(t/t)×d的占空比对停止驱动的相的开关元件进行接通/断开切换控制(步骤s511)。接着，ecu113判断计数值t是否为相数切换期间t以上(t≥t)(步骤s513)，若为t≥t，则结束一系列的处理，若为t＜t，则返回到步骤s509。
如以上说明，第五实施例的ecu113在切换fc-vcu103的动作相数时，通过逐步改变针对开始驱动的相或停止驱动的相的开关元件进行的接通/断开切换控制的占空比，在开始驱动的相或停止驱动的相中流动的相电流逐渐发生变化，因此能够抑制切换动作相数时的输入电流ifc的变动。另外，在减少动作相数时，fc-vcu103的控制稳定性降低，但对应于该控制稳定性的降低，较长地设定相数切换期间，因此即使在减少动作相数的情况下，也能够抑制切换动作相数时的输入电流ifc的变动。同样地，在切换动作相数时，驱动相的相电流的变化量越大，控制稳定性越降低，因此通过较长地设定此时的相数切换期间，能够抑制切换动作相数时的输入电流ifc的变动。另外，在不连续地切换动作相数的情况下也很有可能发生相电流的变化量大且控制稳定性降低，因此通过较长地设定此时的相数切换期间，能够抑制切换动作相数时的输入电流ifc的变动。因此，能够确保控制的稳定性，并且抑制伴随平滑电容器c1、c2的体积的增大而导致的fc-vcu103的重量化及大型化。
需要说明的是，图23所示的例子示出图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103的动作相数为1相、2相或4相的情况，但是使用图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，利用包括3相在内的1相～4相的动作相数。在该情况下，如图25所示，以根据fc-vcu103中产生的损耗而预先确定的对动作相数进行切换的输入电流ifc的阈值ifcaa、ifcbb、ifccc为基准来切换动作相数，ecu1i3中，伴随动作相数的切换而发生的驱动相中流动的相电流的变化量越大，将相数切换期间ti、td设定得越长，并且越减小占空比的变化率。
(第六实施例)
第六实施例的ecu113以平滑电容器c1、c2的输入输出电流的波动成为阈值以下的方式，根据向fc-vcu103的输入电流ifc设定开关信号的频率(以下称为“开关频率”)，并且使fc-vcu103的动作相数的改变与开关频率的设定改变同步。
图26是表示以开关频率f进行控制的fc-vcu103的动作相数为1相的情况、以开关频率f/2进行控制的fc-vcu103的动作相数为1相的情况、及以开关频率f/2进行控制的fc-vcu103的动作相数为2相并且进行前述交错控制的情况下的，fc-vcu103的输出电流及输入电流ifc的经时变化的例子的图。如图26的左侧的例子所示，ecu113在以1相驱动fc-vcu103时，若以开关频率f对驱动相的开关元件进行接通/断开切换控制，则fc-vcu103的输出电流及输入电流ifc的各频率成为与开关频率f相同的“f”。在此，若动作相数还是1相的状态下改变为开关频率f/2，则fc-vcu103的输出电流及输入电流ifc的各频率成为与开关频率f/2相同的“f/2”。若该频率f或f/2为包括设置在fc-vcu103的输入侧的平滑电容器c1的电路和设置在fc-vcu103的上游的电路的谐振频率、或包括设置在fc-vcu103的输出侧的平滑电容器c2的电路和设置在fc-vcu103的下游的电路的谐振频率，则fc-vcu103的输出电流及输入电流ifc的波动变大，因此不优选。在本实施例中，假设频率f/2为谐振频率而进行说明。
另外，尤其在输入电流ifc较低且以1相驱动fc-vcu103的情况下的开关频率较低设定时，输入电流ifc有时成为包含值为0的期间的(零交叉)不连续的波形。这种不连续的波形的输入电流ifc降低fc-vcu103的控制稳定性，因此不优选。
这样，若以1相驱动fc-vcu103时的开关频率低，则产生波动的增加及控制稳定性的降低等问题，因此此时的开关频率优选高到不产生上述问题的程度。但是，若将该高频率还应用于2相以上的动作相数，则有可能发生整个fc-vcu103中的开关损耗增大，并且因开关元件的发热引起的fc-vcu103的过热等其他问题。因此，fc-vcu103的开关频率优选根据动作相数的增加而较低设置。在图26中，相对于左侧的例子如在右侧的例子中所示，以2相驱动fc-vcu103时，以开关频率f/2对驱动相的开关元件进行接通/断开切换控制。由于fc-vcu103被交错控制，所以此时的fc-vcu103的输出电流的频率与左侧的例子中所示的情况的频率没有变化，能够避免谐振频率f/2。
图27是表示由第六实施例的ecu113控制fc-vcu103时的输入电流ifc与开关频率和动作相数及输入输出电流的频率之间的关系的一例的图。本实施例的ecu113根据图27所示的关系确定fc-vcu103的开关频率和动作相数。即，ecu113设定与向fc-vcu103的输入电流ifc相对应的开关频率，并与开关频率的设定改变同步地切换动作相数。需要说明的是，以1相驱动fc-vcu103时的开关频率f被设定为fc-vcu103的输出电流及输入电流ifc的波动的振幅为阈值以下的值。另外，在多相动作时进行交错控制时，设定与输入电流ifc相对应的开关频率以使在开关频率上乘以动作相数而得的值不会成为谐振频率。优选设定与输入电流ifc相对应的开关频率，以使即便改变动作相数，输出电流的频率也不会变动。
需要说明的是，如本实施例那样不使动作相数的改变与开关频率的设定改变同步，例如图28所示那样，若根据基于fc-vcu103中的损耗的输入电流ifc的阈值ifcx改变动作相数，则能够在能量效率始终保持高的状态下驱动fc-vcu103。但是，因输入电流ifc的值，fc-vcu103的输入输出电流的频率成为谐振频率f/2而波动增加。
如以上说明，在第六实施例中，以fc-vcu103的输入输出侧的谐振引起的波动成为阈值以下的方式，根据向fc-vcu103的输入电流ifc设定开关信号的频率(以下称为“开关频率”。)，fc-vcu103的动作相数与基于输入电流ifc的开关频率的设定改变同步地改变。这样，即使在改变fc-vcu103的设定的情况下，如果不改变硬件的结构而改变软件，则能够防止在fc-vcu103的输入输出侧产生谐振，并且能够提高fc-vcu103的控制稳定性。
另外，在输入电流ifc较低时设定的开关频率被设定高到不产生fc-vcu103的过热问题的程度的值，因此输入电流ifc不会零交叉就能够降低成为连续的波形的电流电平的下限。即，能够扩大可确保规定电平以上的控制稳定性的输入电流区域。进而，fc-vcu103的输出电流及输入电流ifc的波动的振幅成为阈值以下，因此能够避免平滑电容器c1、c2的体积的增大，并且fc-vcu103能够呈轻质且小型化。
需要说明的是，图27所示的例子中示出图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103的动作相数为1相、2相或4相的情况，当使用图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，利用包括3相在内的1相～4相的动作相数。在该情况下，输入电流ifc与开关频率及动作相数之间的关系示于图29。另外，可以在输入电流ifc上升时和降低时对开关频率及切换动作相数的输入电流ifc的阈值设置滞后。例如，关于切换1相和2相的点即图27及图29所示的阈值ifca，在输入电流ifc降低并从2相切换为1相时设定的值相对于输入电流ifc上升并从1相切换为2相时设定的值低。通过设置该滞后能够排除控制的竞争(振荡)。
(第七实施例)
第七实施例的ecu113中，若fc-vcu103的温度超过阈值，则将fc-vcu103的动作相数增加为比当前的相数大的相数。
若由温度传感器1091～1094检测到的温度t1～t4中至少一个(以下简称为“温度t”。)超过阈值th1，则本实施例的ecu113为了防止fc-vcu103的过热而进行降低燃料电池101的输出电流即输入电流ifc的控制(以下称为“省电控制”。)。但是，ecu113根据图30所示的曲线图并根据输入电流ifc确定fc-vcu103的动作相数时，若通过进行省电控制降低输入电流ifc并减少动作相数，则如图31所示，驱动相中流动的相电流增加，与推测相反，fc-vcu103的温度t有可能进一步上升。需要说明的是，省电控制为通过改变驱动相的占空比而对fc-vcu103进行的控制，但也可以是对燃料电池101进行的输出控制。
本实施例的ecu113即使在温度t超过阈值th1并进行省电控制的情况下，电如图32所示，与输入电流ifc无关地，比省电控制前的相数更为增加fc-vcu103的动作相数。图32所示的例子中，由2相驱动fc-vcu103时，若温度t超过阈值th1，则进行省电控制，并且将fc-vcu103的动作相数改变为4相。其结果，fc-vcu103的各相中流动的相电流il降低而施加到各相的负载减少，因此fc-vcu103的温度t降低。
本实施例的ecu113将进行省电控制并增加fc-vcu103的动作相数的状态持续规定时间τ以上。即，ecu113禁止经过规定时间τ前的省电控制的停止及动作相数的改变。经过规定时间τ之后，若温度t低于阈值th2，则ecu113停止省电控制，并改变为与停止省电控制之后的输入电流ifc相对应的动作相数。需要说明的是，阈值th2为小于阈值th1的值。
图33是表示fc-vcu103的温度超过阈值时由第七实施例的ecu113所进行的动作的流程图。如图33所示，ecu113判断温度t是否超过阈值th1(t＞th1)(步骤s701)，若t＞th1，则进入步骤s703。在步骤s703中，ecu113开始省电控制。接着，ecu113比省电控制前的相数更增加fc-vcu103的动作相数(步骤s705)。需要说明的是，在增加动作相数时，ecu113如第五实施例中进行的说明那样设定相数切换期间，并且逐步且连续地提高开始驱动的相的占空比。但是，步骤s705中所设定的相数切换期间设定为比fc-vcu103的温度为阈值以下时不进行省电控制而只增加动作相数时的相数切换期间短。其结果，提早完成步骤s705中进行的动作相数的增加。
接着，ecu113将表示时间的计数值t设定为0(步骤s707)。接着，ecu113将在计数值t上相加控制周期δt而得的值设定为新的计数值t(步骤s709)。接着，ecu113判断计数值t是否为规定时间τ以上(t≥τ)(步骤s711)，若为t≥τ，则进入步骤s713，若为t＜τ，则返回到步骤s709。在步骤s713中，ecu113判断温度t是否低于阈值th2(t＜th2)，若为t＜th2，则进入步骤s715。在步骤s715中，ecu113停止在步骤s703中开始的省电控制。接着，ecu113改变为与停止省电控制之后的输入电流ifc相对应的动作相数(步骤s717)。
如以上说明，根据第七实施例，当fc-vcu103的温度超过阈值并进行省电控制时，通过将fc-vcu103的动作相数增加为比当前的相数大的相数来减轻向驱动相施加的负载。因此，能够维持fc-vcu103的驱动，并且抑制fc-vcu103达到过热状态之前的温度上升，并且能够维持正常状态。
需要说明的是，图32所示的例子示出图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103的动作相数为1相、2相或4相的情况。如第四实施例中所示，在磁耦合型的fc-vcu103中，为了避免负载针对一部分的相而集中，并不优选仅使用相互磁耦合而成的多个相的一部分。即使增加动作相数而实现向驱动相施加的负载的减轻，由于负载集中在一部分的相中，所以无法解除达到fc-vcu103的过热状态的可能性。
另一方面，当使用图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，利用包括3相在内的1相～4相的动作相数。在该情况下，在以2相驱动fc-vcu203时，若温度t超过阈值th1，则进行省电控制，并且将fc-vcu103的动作相数改变为比2相多的3相或4相。另外，不管ecu113为磁耦合型的fc-vcu103及非磁耦合型的fc-vcu203中的哪一种的情况下，都可以与温度t超过阈值th1时的动作相数无关地改变为最大动作相数。通过改变为最大动作相数，能够最大限度地降低向驱动相施加的负载，能够更加提前解除fc-vcu103达到过热状态的可能性，从而能够维持正常状态。
需要说明的是，图2和图7所示的例子中，只在开关元件的附近设置温度传感器1091～1094，但也可以在诸如二极管和电抗器l1～l4的fc-vcu103、203内部的其他部位、诸如燃料电池101和平滑电容器c1、c2这样的fc-vcu103、203外部设置温度传感器，并根据由温度传感器检测到的温度进行本实施例中说明的省电控制。
(第八实施例)
第八实施例的ecu113在相电流传感器1051～1054中的至少一个或电流传感器105发生故障时，进行与故障状态相对应的适当的控制。需要说明的是，由ecu113进行电流传感器105及相电流传感器1051～1054的故障判定。电流传感器105及相电流传感器1051～1054的故障判定中能够使用公知的各种方法。例如，当使用日本特开平10-253682号公报所公开的上安装故障、中间安装故障、下安装故障的判定方法时，当表征表示与检测出的电流值相对应的电压的信号为在规定范围外的值的状态持续规定时间以上时，ecu113判定出为发生故障的异常状态。
在本实施例中，所有电流传感器105及相电流传感器1051～1054正常时，电流传感器105检测到的向fc-vcu103的输入电流ifc的值用于由ecu113确定fc-vcu103的动作相数。另外，相电流传感器1051～1054检测出的相电流il1～il4的各值用于由ecu113进行相电流平衡控制。相电流平衡控制是指，将相电流il1～il4的移动平均值的总和除以fc-vcu103的动作相数而得的值作为目标值，并以驱动相中的各相电流成为该目标值的方式对针对各驱动相的开关信号的占空比进行增减的控制。
如第三实施例所述，根据向fc-vcu103的输入电流ifc或相电流il1～il4的总计值进行动作相数的切换控制。但是，根据各相的相电流的相位因相电流传感器的产品误差和交错控制而导致不同的情况，相电流il1～il4的总计值并不总是表示fc-vcu103的输入电流的真值，因此优选使用向fc-vcu103的输入电流ifc。另一方面，进行相电流平衡控制时需要相电流il1～il4的各值，因此使用相电流传感器1051～1054。通过任一控制都能够防止负载向一部分的相集中。
图34是针对电流传感器105及相电流传感器1051～1054的每个不同状态表示用于确定动作相数的电流值、用于控制相电流平衡的电流值、及有无执行省电控制的第八实施例的图。如图34所示，当相电流传感器1051～1054的至少一个发生故障时，fc-vcu103的动作相数与正常时同样地根据由电流传感器105检测出的向fc-vcu103的输入电流ifc的值来确定，并且，不进行相电流平衡控制。另外，当电流传感器105发生故障时，fc-vcu103的动作相数根据相电流传感器1051～1054检测出的相电流il1～il4的总计来确定，并且，相电流平衡控制与正常时同样地根据由相电流传感器1051～1054检测出的相电流il1～il4来进行。
需要说明的是，无论是相电流传感器1051～1054中的至少1个发生故障的情况下，还是电流传感器105发生故障的情况下，都进行降低燃料电池101的输出电流即输入电流ifc的控制(以下称为“省电控制”。)。需要说明的是，省电控制为通过改变驱动相的占空比而对fc-vcu103进行的控制，但是也可以为对燃料电池101进行的输出控制。相电流传感器1051～1054中的至少1个发生故障的情况下进行的省电控制，为了补足不进行相电流平衡控制而导致降低的控制稳定性而进行。另外，电流传感器105发生故障的情况下进行的省电控制，为了补足因如下周期发生调谐而导致降低的控制稳定性而进行，上述周期为基于用来确定fc-vcu103的动作相数的相电流il1～il4的合计的控制的周期和基于相电流il1～il4的控制相电流平衡的周期。此外，如前述，根据各相的相电流的相位因相电流传感器的产品误差或交错控制不同的情况，相电流il1～il4的总计值并不总是表示向fc-vcu103的输入电流的真值，因此也为了补足该方面而进行。
需要说明的是，为了防止ecu113中的控制干扰，电流传感器105的控制周期与相电流传感器1051～1054的控制周期彼此不同。在本实施方式中，电流传感器105的控制周期比相电流传感器1051～1054的控制周期提前。如前述，这由电流传感器105与辅助相电流传感器1051～1054的不同作用而引起，上述电流传感器利用该检测值改变动作相数并对fc-vcu103的效率带来较大的影响，上述辅助相电流传感器利用该检测值实现驱动的各相的电流值的平衡。
图35是表示根据电流传感器105及相电流传感器1051～1054的状态由第八实施例的ecu113进行的动作的流程图。如图35所示，ecu113进行电流传感器105及相电流传感器1051～1054的故障判定(步骤s801)。接着，ecu113在步骤s801中进行的故障判定的结果，判定电流传感器105是否正常或是否为发生故障的异常的状态(步骤s803)，若正常，则进入步骤s805，若为发生故障的异常的状态，则进入步骤s817。在步骤s805中，ecu113判定相电流传感器1051～1054是否正常或是否为发生故障的异常的状态，若所有相电流传感器1051～1054均正常，则进入步骤s807，若相电流传感器1051～1054中的至少1个为发生故障的异常的状态，则进入步骤s811。
在步骤s807中，ecu113使用例如在第三实施例中叙述的动作相数的切换控制，根据输入电流ifc确定fc-vcu103的动作相数。接着，ecu113根据相电流il1～il4的各值进行相电流平衡控制(步骤s809)。在步骤s811中，ecu113执行省电控制。接着，ecu113根据输入电流ifc确定fc-vcu103的动作相数(步骤s813)。另外，ecu113停止相电流平衡控制(步骤s815)。需要说明的是，根据上述说明，在相电流平衡控制的停止(步骤s815)之前，ecu113执行省电控制(步骤s811)。这是因为，动作相数根据因省电受到限制的输入电流ifc的值而减少，即使停止相电流平衡控制，也不易产生各相的相电流的偏差。
在步骤s817中，ecu113判定相电流传感器1051～1054是否正常或是否为发生故障的异常的状态，若所有相电流传感器1051～1054为正常，则进入步骤s819，若相电流传感器1051～1054中的至少1个为发生故障的异常的状态，则进入步骤s825。在步骤s819中，ecu113执行省电控制。接着，ecu113根据相电流il1～il4的合计确定fc-vcu103的动作相数(步骤s821)。接着，ecu113根据相电流il1～il4的各值进行相电流平衡控制(步骤s823)。在步骤s825中，ecu113停止fc-vcu103的控制。
如以上说明，根据第八实施例，即使相电流传感器1051～1054中的至少1个或电流传感器105发生故障，为了进行不让负载向一部分的相集中的动作相数的切换控制或相电流平衡控制，补充使用正常的电流传感器的检测值，由此能够继续它们的控制。其结果，即使一部分电流传感器发生故障，也能够维持上述控制的效果即各相的负载呈均等化和抑制负载向1个相的集中。
(第九实施例)
第九实施例的ecu113在控制fc-vcu103的该ecu113中反馈控制环(以下称为“反馈环”。)的外部，在从反馈环输出的用于对fc-vcu103的开关元件进行接通/断开切换控制的控制信号(以下，简称为“控制信号”。)上重叠交流信号。另外，ecu113根据重叠交流信号的控制信号而生成脉冲状的开关信号，并向fc-vcu103的各开关元件输出该开关信号。需要说明的是，开关信号中包含的交流成分为了测定燃料电池101的阻抗而重叠。另外，交流信号的振幅值根据后述的第十实施例或第十一实施例来设定。
图36是表示搭载具有第九实施例的ecu113的电源装置的电动车辆的概略结构的框图。如图36所示，第九实施例的ecu113具有反馈控制部121、交流信号产生部123及开关信号生成部125。需要说明的是，在本实施例中，为了以电流控制模式控制fc-vcu103，在ecu113形成有将fc-vcu103的输入电流ifc的目标值(以下称为“ifc电流目标值”。)作为输入而对由反馈控制部121输出的结果，即电流传感器105的检测值(输入电流ifc)进行反馈的反馈环。
反馈控制部121输出根据ifc电流目标值与由电流传感器105检测的输入电流ifc的值的差分产生的控制信号。交流信号产生部123为了测定燃料电池101的阻抗而产生与控制信号重叠的交流信号。由交流信号产生部123产生的交流信号在反馈环的外部与由反馈控制部121输出的控制信号重叠。开关信号生成部125根据重叠了交流信号的控制信号而生成脉冲状的开关信号，向fc-vcu103的各开关元件输出该开关信号。
需要说明的是，上述反馈环中的控制周期与在反馈环的外部中将交流信号与控制信号重叠的段中的控制周期彼此不同，与反馈环中的控制周期相比，重叠交流信号的段中的控制周期慢。这是因为，fc-vcu103以能够在后述的电流控制模式中输出目标电压、能够在后述的电流控制模式中输出目标电流的方式，在反馈环中要求比较快的控制周期。另一方面，重叠交流信号的段中的控制周期中，对于较快的控制周期没有要求，优选比较慢的控制周期以使能够正确地测定燃料电池101的阻抗。
需要说明的是，在上述说明中，ecu113为了在以电压v2成为电动发电机11的驱动效率为阈值以上的最佳电压的方式驱动的电压控制模式下控制fc-vcu103，向反馈环输入v2电压目标值，并反馈电压v2。ecu113也可以在fc-vcu103的控制稳定的电流控制模式下控制fc-vcu103。此时，向反馈环输入fc-vcu103的输出电流的目标值，并反馈该输出电流的检测值。此时，由交流信号产生部123产生的交流信号在反馈环的外部也与由反馈控制部121输出的控制信号重叠。
ecu113根据fc-vcu103的输入电流ifc及输入电压v1即燃料电池101的输出电压，通过交流阻抗法测定燃料电池101的阻抗，并间接地掌握燃料电池101内部的含水状态，上述fc-vcu103的输入电流ifc及输入电压v1是按照包含交流成分的开关信号而进行接通/断开切换控制的。需要说明的是，根据交流阻抗法，ecu113以规定的采样速率采样电流传感器105及电压传感器1071的各检测值，并实施傅里叶变换处理(fft运算处理、dft运算处理)等之后，进行将傅里叶变换处理后的电压值除以傅里叶变换处理后的电流值等来求出燃料电池101的阻抗。燃料电池101内部的含水状态对燃料电池101内部的电解质中的离子传导带来影响，因此在与燃料电池101的阻抗之间具有相关关系。因此，通过前述的交流阻抗法测定燃料电池101的阻抗，由此能够间接地把握燃料电池101内部的含水状态。
如以上说明，根据第九实施例，重叠在对fc-vcu103的开关元件进行接通/断开切换控制的开关信号中包含的交流成分的时机为ecu113中反馈环的外部。如果在反馈环内重叠交流信号，尤其交流信号为高频的情况下，反馈成分即fc-vcu103的输入电流ifc的晃动变大，为了追随该晃动而需要提高反馈环中的增益，由此有可能降低fc-vcu103的控制稳定性。
另外，原理上，若不使反馈环中的控制周期比重叠的交流信号充分提前，则ecu113无法识别交流信号，因此无法进行交流重叠。因此，尤其交流信号为高频的情况下，反馈环中的控制周期变成超高速，由此ecu113的计算负载变得庞大。
但是，因为反馈环的外部中的控制周期比反馈环中的控制周期慢，所以通过在如本实施例的反馈的外部中重叠交流信号，不会产生上述的问题，从而能够担保fc-vcu103的控制稳定性与ecu113的计算负载的抑制，并且能够测定燃料电池101的阻抗。根据该测定的燃料电池101的阻抗，调整向燃料电池101供给的燃料气体的加湿量，由此能够以适当的状态始终保持燃料电池101的含水状态，并能够抑制燃料电池101的劣化或效率降低。
另外，本实施例的ecu113中的反馈环反馈输入电流ifc，但也可以是反馈fc-vcu103的输出电压v2的反馈环。
(第十实施例)
以单相驱动fc-vcu103的情况下，仅对fc-vcu103所具有的多个开关元件中的1个开关元件进行接通/断开切换控制。因此，即使在控制开关元件的开关信号上重叠交流成分，若该交流成分的振幅适当，则相电流中的零交叉也得以抑制，因此fc-vcu103的控制稳定性不会受损。但是，以多相驱动fc-vcu103的情况下，对多个开关元件进行接通/断开切换控制，所以因与各开关信号重叠的交流成分，对于任一相电流的零交叉或开关元件进行通常的占空比控制和交错控制的基础上追加进行交流重叠控制，由此有可能造成fc-vcu103的控制稳定性的降低。在进行错开开关元件的接通/断开切换相位的交错控制的情况下该可能性变大。需要说明的是，向fc-vcu103的开关信号中包含的交流成分为了测定在第九实施例中说明的燃料电池101的阻抗而重叠。
鉴于上述情况，第十实施例的ecu113设定与fc-vcu103的动作相数对应的区间，fc-vcu103的动作相数根据向fc-vcu103的输入电流ifc确定。而且，ecu113在用于对各驱动相的开关元件进行接通/断开切换控制的控制信号(以下，简称为“控制信号”。)上重叠适合每个区间的振幅值的交流信号。ecu113中根据如此重叠交流信号的控制信号而生成脉冲状的开关信号，并向fc-vcu103输出该开关信号。另外，与以1相驱动fc-vcu103的情况对应的区间分成2个，ecu113输出在驱动相的控制信号上重叠适合每个区间的振幅值的交流信号而得到的开关信号。
图37是表示与fc-vcu103的动作相数相对应的交流信号的基本振幅与该基本振幅总计值的经时变化的第十实施例的图。另外，图38是用于说明因以1相驱动fc-vcu103时重叠的交流信号的振幅的大小引起的输入电流ifc的波形的差异的、输入电流ifc的值为0(a)附近的放大图。图38的左侧示出周期相同而振幅不同的2个交流信号。图38的左侧的上方的交流信号的振幅小于图38的左侧的下方的交流信号的振幅。另外，图38的右侧示出包含与图38的左侧所示的交流信号对应的交流成分的输入电流ifc的波形。需要说明的是，输入电流ifc的直流成分取决于控制信号的大小。
若重叠的交流信号的振幅小，则不会在电流传感器105及电压传感器1071的各检测值中显现充分的交流成分，从而无法正确地测定燃料电池101的阻抗。因此，优选重叠的交流信号的振幅大到对燃料电池101的性能带来影响，并且不会有损燃料电池101或fc-vcu103的控制稳定性的程度。但是，以1相驱动fc-vcu103时的输入电流ifc小于以多相驱动时的输入电流，如上输入电流ifc时，若在驱动相的控制信号上重叠大振幅的交流信号，则为了该交流信号而显现的输入电流ifc的振幅变大，如图38的右下所示，输入电流ifc成为包含值成为0的期间的(零交叉)不连续的波形。由于这种不连续的波形的输入电流ifc会使燃料电池101的控制变得不稳定所以不优选。因此，在本实施例中，如图37所示，以1相驱动fc-vcu103的情况下，根据输入电流ifc的大小分成区间1与区间2这2个区间。在输入电流ifc小的区间1中，ecu113随着输入电流ifc的增加逐渐提高每1驱动相的交流信号的基本振幅(以下称为“基本重叠量”。)，以免输入电流ifc成为不连续的波形。并且，将该基本重叠量达到阈值thac的输入电流ifc以上设定为区间2。在区间2中，不使输入电流ifc不连续就能够重叠适合作为该基本重叠量的阈值thac，因此ecu113将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为阈值thac。
另外，在与以2相驱动fc-vcu103的情况对应的区间3中，ecu113将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为“thac/2”，以使与2个驱动相的各控制信号重叠的交流信号的振幅的总计值等于适合作为上述的该基本重叠量的阈值thac。同样地，在与以4相驱动fc-vcu103的情况对应的区间4中，ecu113将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为“thac/4”，以使与4个驱动相的各控制信号重叠的交流信号的振幅的总计值等于适合作为该基本重叠量的阈值thac。需要说明的是，ecu113也可以将以多相(n相)驱动fc-vcu103的情况的区间中的基本重叠量设定为根据输入电流ifc的增加从“thac/n”减去的值。
另外，ecu113在基本重叠量上乘以根据fc-vcu103的升压率不同的系数。图39是表示fc-vcu103的升压率与乘以基本重叠量的系数之间的关系的图。如图39所示，升压率越大，乘以基本重叠量的系数越小。这是因为，升压率越大，输入电流ifc的波动变得越大，所以交流重叠变得容易。ecu113输出开关信号，上述开关信号通过在根据图37的关系导出的基本重叠量上乘以与fc-vcu103的升压率相对应的系数之后，在各驱动相的控制信号上重叠该算出值所示的振幅值的交流信号而获得。
如以上说明，根据第十实施例，开关信号中包含的交流成分的振幅为适合每个区间的值，因此fc-vcu103的控制稳定性不会因该交流成分而受损，从而能够准确地测定燃料电池101的阻抗。
需要说明的是，图37所示的例子示出图2及图6所示的磁耦合型的fc-vcu103的动作相数为1相、2相或4相的情况，但使用图7及图8所示的各相的电抗器的铁芯独立的fc-vcu203时，利用包括3相在内的1相～4相的动作相数。此时，在与以3相驱动fc-vcu103的情况相对应的区间中，ecu113将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为“thac/3”，以使在3个驱动相的各控制信号上重叠的交流信号的振幅的总计值等于适合作为上述该基本重叠量的阈值thac。
(第十一实施例)
以单相驱动fc-vcu103时，仅对fc-vcu103所具有的多个开关元件中的1个开关元件进行接通/断开切换控制。因此，即使在控制开关元件的开关信号上重叠交流成分，如果该交流成分的振幅适当，则相电流中的零交叉得到抑制，因此fc-vcu103的控制稳定性不会受损。但是，以多相驱动fc-vcu103的情况下，由于对多个开关元件进行接通/断开切换控制，所以因与各开关信号重叠的交流成分，任一相电流的零交叉或对于开关元件进行通常的占空比控制和交错控制的基础上追加进行交流重叠控制，由此有可能造成fc-vcu103的控制稳定性的降低。另外，以多相驱动fc-vcu103时的动作相数越多，因各开关信号中中包含的交流成分导致的控制稳定性的降低变得明显。需要说明的是，向fc-vcu103的开关信号中包含的交流成分为了测定第九实施例中说明的燃料电池101的阻抗的测定而重叠。
鉴于上述情况、第十一实施例的ecu113设定与根据向fc-vcu103的输入电流ifc而确定的fc-vcu103的动作相数相对应的区间。而且，ecu113在用于对各驱动相的开关元件进行接通/断开切换控制的控制信号(以下，简称为“控制信号”。)上重叠适合每个区间的振幅值的交流信号。ecu113根据这样重叠有交流信号的控制信号来生成脉冲状的开关信号，并向fc-vcu103输出该开关信号。另外，与以1相驱动fc-vcu103的情况相对应的区间被分为2个，ecu113输出在驱动相的控制信号重叠适合每个区间的振幅值的交流信号而得到的开关信号。
图40是表示与fc-vcu的动作相数相对应的交流信号的基本振幅和该基本振幅总计值的经时变化的第十一实施例的图。另外，图41是表示用于说明以1相驱动fc-vcu103时重叠的交流信号的振幅的大小引起的输入电流ifc的波形的差异的、输入电流的值在0(a)附近的放大图。图41的左侧示出周期相同而振幅不同的2个交流信号。图41的左侧的上方的交流信号的振幅小于图41的左侧的下方的交流信号的振幅。另外，图41的右侧示出包括与图41的左侧所示的交流信号相对应的交流成分的输入电流ifc的波形。需要说明的是，输入电流ifc的直流成分取决于控制信号的大小。
若重叠的交流信号的振幅小，则在电流传感器105及电压传感器1071的各检测值中不会显现充分的交流成分，从而无法准确地测定燃料电池101的阻抗。因此，优选重叠的交流信号的振幅大到足以影响燃料电池101的性能并且不会有损燃料电池101和fc-vcu103的控制稳定性的程度。但是，以1相驱动fc-vcu103时的输入电流ifc小于以多相驱动时的输入电流，如上那样的输入电流ifc时，若在驱动相的控制信号中重叠大振幅的交流信号则为了该交流成分而出现的输入电流ifc的振幅变大，如图41的右下所示，输入电流ifc成为包括值为0的期间的(零交叉)不连续的波形。由于这种不连续的波形的输入电流ifc会使燃料电池101的控制变得不稳定所以不优选。因此，在本实施例中，如图40所示，以1相驱动fc-vcu103的情况下，根据输入电流ifc的大小而分为区间1和区间2这2个区间。在输入电流ifc小的区间1中，ecu113随着输入电流ifc的增加而逐渐提高每1驱动相的交流信号的基本振幅(以下称为“基本重叠量”。)，以免输入电流ifc成为不连续的波形。并且，将该基本重叠量达到阈值thac的输入电流ifc以上设置为区间2。在区间2中，不使输入电流ifc不连续的情况下就能够重叠适合作为该基本重叠量的阈值thac，因此ecu113将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为阈值thac。
另外，在与以2相驱动fc-vcu103的情况相对应的区间3中，ecu113将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为“thac/2”，以使在2个驱动相的各控制信号上重叠的交流信号的振幅的总计值等于适合作为上述的该基本重叠量的阈值thac。需要说明的是，ecu113可以将基本重叠量设定为随着输入电流ifc的增加而从“thac/2”减去的值。这是因为，输入电流ifc越增大，输入电流ifc的波动变得越大，因此交流重叠变得容易。另外，在与以4相驱动fc-vcu103的情况相对应的区间4中，ecui13将基本重叠量与输入电流ifc的大小无关地设定为0。即，ecu113禁止以4相驱动fc-vcu103时的交流信号的重叠。需要说明的是，在本实施例中，以与第四实施例相同的原因，禁止除了1相以外的奇数相作为fc-vcu103的动作相数。因此，也不进行以3相驱动fc-vcu103时的交流信号的重叠。
另外，ecu113在基本重叠量上乘以根据fc-vcu103的升压率而不同的系数。图42是表示fc-vcu103的升压率与乘以基本重叠量的系数之间的关系的图。如图42所示，升压率越大，乘以基本重叠量的系数越小。这是因为，如前所述，升压率越大，输入电流ifc的波动变得越大，所以交流重叠变得容易。ecu113输出开关信号，上述开关信号通过在根据图40的关系而导出的基本重叠量上乘以与fc-vcu103的升压率相对应的系数之后，在各驱动相的控制信号上重叠该计算值所表示的振幅值的交流信号而获得。
图43是表示将交流信号重叠在驱动相的控制信号时由第十一实施例的ecu进行的动作的流程图。如图43所示，ecu113导出与向fc-vcu103的输入电流ifc相对应的区间的基本重叠量(步骤s1101)。接着，ecu113导出与fc-vcu103的升压率相对应的系数(步骤s1103)。接着，ecu113输出将在基本重叠量上乘以系数而得的振幅值的交流信号重叠在各驱动相的控制信号上而得的开关信号(步骤s1105)。接着，ecu113通过第九实施例中说明的交流阻抗法来测定燃料电池101的阻抗(步骤s1107)。接着，ecu113判别与燃料电池101的阻抗相对应的燃料电池101的含水状态(步骤s1109)。接着，ecu113对燃料电池101进行与步骤s1109中判别的含水状态相对应的量的加湿(步骤s1111)。
如以上说明，根据第十一实施例，开关信号中所含的交流成分的振幅为适合每个区间的值，因此fc-vcu103的控制稳定性不会因该交流成分而受损，从而能够准确地测定燃料电池101的阻抗。
需要说明的是，本发明并不限定于前述实施方式，能够适当地进行变形、改良等。例如，分别单独说明了上述第一实施例～第十一实施例，但也可以设为组合2个以上的实施例而成的电源装置。另外，上述说明的电动车辆作为能量源具备燃料电池101及蓄电池17，但也可以代替燃料电池101，使用能量重量密度比蓄电池17高的锂离子电池和镍氢电池等二次电池。此时，如图44所示，开关元件与串联连接在电抗器上的二极管并联设置于fc-vcu103所具有的各转换部中，ecu113通过对包括高电平侧和低电平侧的2个开关元件进行接通/断开切换动作，将代替燃料电池101而设置的二次电池的电压升压并输出。
另外，上述说明的电动车辆为1mot型的ev(electricalvehicle：电动汽车)，也可以是搭载有多个电动发电机的ev，还可以是与至少一个电动发电机一同搭载有内燃机的hev(hybridelectricalvehicle：混合动力电动汽车)或phev(plug-inhybridelectricalvehicle：插电式混合动力电动汽车)。另外，在本实施方式中，电源装置100搭载在电动车辆上，但也可以在不以运输为目的的电子设备上设置电源装置100。电源装置100适用于能够输出大电流的电源，尤其优选适用于近年来大电流化显著的计算机中。
本实施方式的vcu15对蓄电池17的电压进行升压，但当燃料电池101的电压低于蓄电池17的电压时，使用对蓄电池17的电压进行降压的vcu。另外，也可以使用能够双向升降压的vcu。另外，fc-vcu103并不限定于升压型，也可以是降压型或升降压型。
附图标记说明：
11电动发电机(mg)
13pdu
15vcu
17蓄电池；
100电源装置；
101燃料电池(fc)；
103、203fc-vcu；
105电流传感器；
1051～1054相电流传感器；
1071、1072电压传感器；
1091～1094温度传感器；
111电源开关；
113ecu；
121反馈控制部；
123交流信号产生部；
125开关信号生成部；
c1、c2平滑电容器；
l1～l4电抗器；
coa、cob铁芯。