电力转换装置的制作方法

本发明涉及将由交流电源或直流电源输出的电力转换成所希望的直流电的电力转换装置。

背景技术：

目前，在电动车或混合动力车辆等中，为了从高电压的蓄电池向低电压的蓄电池充电，使用有电力转换装置。电力转换装置在内部搭载有由分立封装的功率半导体元件、被模块化的功率半导体元件构成的开关(以下称为“功率模块”)。功率模块通过从控制电路赋予的信号来切换开关的接通、断开，对电压进行转换。

功率模块在对开关元件的接通、断开进行切换时，产生开关噪声(スイッチングノイズ)，该开关噪声向电源侧及负荷侧传播。因此，例如在从一般家庭设置的商用电源向搭载于车辆上的电力转换装置供电的情况下，会向家庭侧的电气系统传播噪声(ノイズ)。

在专利文献1中公开有，为了去除噪声，通过将扼流线圈分成两个并插入电源线及接地线双方、或通过在扼流线圈的前段及后段双方设置滤波器，将噪声除去。

专利文献1：(日本)特开平11－341787号公报

但是，在专利文献1公开的电路中，具有装置规模大型化的问题。

技术实现要素：

本发明是为了解决这样的现有课题而作出的，其目的在于提供一种不将装置规模大型化即能够降低由于开关而产生的噪声(ノイズ)的电力转换装置。

本发明一方面的电力转换装置，具有：与第一供电母线连接的电抗线圈；通过开关动作对向第一供电母线与第二供电母线之间供给的电力进行转换的开关元件；相对于第一供电母线的电抗线圈并行排列配置的阻抗电路。

根据本发明第一方面，不将装置规模大型化即能够降低由开关而产生的噪声。

附图说明

图1是表示本发明第一实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图；

图2是表示本发明第一实施方式的电力转换装置的电抗线圈及阻抗电路的构成的电路图；

图3是表示采用了本发明第一实施方式的电力转换装置时、及未采用本发明第一实施方式的电力转换装置时的、频率和阻抗的关系的曲线图；

图4是表示采用了本发明第一实施方式的电力转换装置时、及未采用本发明第一实施方式的电力转换装置时的、噪声电流(ノイズ電流)的变化的曲线图；

图5是表示采用了本发明第一实施方式的电力转换装置时、及未采用本发明第一实施方式的电力转换装置时的、频率和噪声级别的关系的曲线图；

图6是表示本发明第二实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图；

图7是表示本发明第二实施方式的电力转换装置使用的滤波电路的截止特性的曲线图；

图8是表示滤波电路影响电感或电容时的截止特性的曲线图；

图9是表示本发明第三实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图；

图10是表示本发明第四实施方式的电力转换装置的、电抗线圈及阻抗电路的图；

图11是表示本发明第四实施方式的电力转换装置的、频率和阻抗的关系的曲线图；

图12是表示本发明第五实施方式的电力转换装置的电抗线圈及阻抗电路的图；

图13是表示本发明第六实施方式的电力转换装置的、电抗线圈及阻抗电路的图；

图14是图13所示的电抗线圈及阻抗电路的等效电路图；

图15是表示本发明第六实施方式的第一变形例的电力转换装置的电抗线圈及阻抗电路的图；

图16是表示本发明第六实施方式的第二变形例的电力转换装置的电抗线圈及阻抗电路的图；

图17是表示本发明第七实施方式的电力转换装置的电抗线圈及阻抗电路的图；

图18是图17所示的电抗线圈及阻抗电路的等效电路图；

图19是表示本发明实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图，表示具有整流电路的例子。

图20是表示本发明实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图，表示具有桥式功率模块及整流电路的例子。

标记说明

1：金属框体

2、2a、2b、2c、2d、2e、2f、2g：阻抗电路

3、34：控制电路

4、4a：功率模块

11：滤波电路

13：导电部件

14：电介质

21：导电部件

22：狭缝

31、33：整流电路

35：变压器

91：电源

92：负荷

93：第一供电母线

93a：母线

93b：母线

94：第二供电母线

101、102、103：电力转换装置

c100、c200：平滑电容器

d1：二极管

q1：开关元件

r2：电阻元件

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

[第一实施方式的说明]

图1是表示本发明第一实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图。如图1所示，本实施方式的电力转换装置101整体被铁或铝等金属框体1覆盖。另外，电力转换装置101的输入侧经由第一供电母线93及第二供电母线94与输出直流的电源91连接，输出侧与负荷92连接。因此，能够将由电源91供给的电压转换成所希望的电压而向负荷92供给。电源91例如为在一般家庭设置的商用电源或蓄电池，负荷92例如为搭载在电动车或混合动力车辆上的蓄电池。

电源91的正极端子与第一供电母线93连接，负极端子与第二供电母线94连接。在第一供电母线93连接有电抗线圈l1。另外，在电抗线圈l1后段侧的第一供电母线93与第二供电母线94之间连接有具有开关元件q1及二极管d1的功率模块4。

开关元件q1例如为mosfet、igbt半导体开关，该开关元件q1的控制输入(例如mosfet的栅极)与控制该开关元件q1的接通、断开的控制电路3连接。而且，通过控制电路3的控制切换开关元件q1的接通、断开，控制负荷比，从而将由电源91供给的直流转换成不同电压的直流并向负荷92供给。

电抗线圈l1例如为环形绕组型的线圈。另外，在功率模块4的前段及后段分别设有平滑电容器c100、c200。

相对于电抗线圈l1并行排列设有阻抗电路2。在本实施方式中，通过设置阻抗电路2，降低因高频带域的电抗线圈l1引起的阻抗，防止噪声向金属框体1传播。更详细地，由于使第一供电母线93的点p1～p2间的阻抗和第二供电母线94的点p3～p4间的阻抗接近，将由第一供电母线93产生的噪声(ノイズ)和由第二供电母线94产生的噪声抵消，使向金属框体1传播的高频的噪声降低。另外，“使阻抗接近”是包含使阻抗一致的概念。

图2是表示图1所示的电抗线圈l1、及阻抗电路2的详细构成的电路图。如图2所示，电抗线圈l1具有寄生电容c1。另外，相对于电抗线圈l1并联的阻抗电路2包含电容元件c2。另外，以下表示元件的标记和该元件的数值用同一标记表示。例如，电抗线圈l1的电感为l1，电容元件c2的电容为c2。

电容元件c2的电容设定为比寄生电容c1大。即，c2＞c1。因此，通过设置电容元件c2，若将相对于电抗线圈l1并联的电容设为阻抗z1的话，阻抗z1能够由以下的式(1)来表示。

21＝1/{j·ω·(c1+c2)}…(1)

另外，未设置电容元件c2时的阻抗z2能够由以下的式(2)来表示。

z2＝1/(j.ω.c1)…(2)

而且，由式(1)、式(2)可理解为z1＜z2，通过设置电容比寄生电容c1大的电容元件c2，能够降低第一供电母线93的阻抗。

图3是表示图2所示的电抗线圈l1及阻抗电路2的阻抗的变化的曲线图。在图3中，横轴表示频率，纵轴表示阻抗。实线表示的曲线s1表示设有电容元件c2时的特性，虚线表示的曲线s2表示未设置电容元件c2时的特性。

频率fr1为设有电容元件c2时的共振频率(第一共振频率)，频率fr2为未设置电容元件c2时的共振频率。频率fr1、fr2可分别由以下的式(3)、式(4)来表示。

另外，图3所示的频率fsw为图1所示的开关元件q1的开关频率。而且，由图3所理解，将第一共振频率fr1设为比频率fsw高的频率。因此，在图3中，在比曲线s1和曲线s2交点的频率fp高的频带，曲线s1的阻抗比曲线s2小。因此，在该频带，能够使图1所示的第一供电母线93的阻抗接近第二供电母线94的阻抗。其结果，能够将由第一供电母线93产生的噪声和由第二供电母线94产生的噪声抵消，能够降低噪声的影响。

另外，电抗线圈l1的寄生电容c1根据开关元件q1的开关频率、电抗线圈l1的线匝数、绕组的构造而变化。在寄生电容c1为数pf程度的情况下，通过设置具有数百pf程度的电容的电容元件c2，能够如图3所示的箭头标记y1那样地使高频带的阻抗降低。

图4是表示在金属框体1流动的电流波形的曲线图。图4的横轴表示时间，表示功率模块4内部的开关元件q1接通、断开了两次的时间。纵轴表示在金属框体1流动的电流值。实线表示的曲线s3表示设有阻抗电路2时的特性，虚线所示的曲线s4表示未设置阻抗电路2时的特性。

如图4所示，在未设置阻抗电路2的情况下，电流值在标记x1所示的范围内变化，而在设有阻抗电路2的情况下，电流值在标记x2所示的范围内变化。因此，理解为通过设置阻抗电路2，在金属框体1流动的噪声电流的峰值降低。

图5表示横轴为频率、纵轴为噪声级别，对图4所示的电流波形进行频率解析时的噪声级别的变化。另外，实线表示设有阻抗电路2时的电流波形，虚线表示未设置阻抗电路2时的特性。而且，由图5的特性曲线所理解地，通过设置阻抗电路2，在高频带产生于金属框体1的噪声级别降低。具体地，标记x3所示量的噪声降低。

这样，在第一实施方式的电力转换装置101中，相对于电抗线圈l1并列排列地设有阻抗电路2，故而能够降低由电抗线圈l1引起的阻抗，进而能够降低第一供电母线93的阻抗。因此，能够使第一供电母线93的阻抗接近第二供电母线94的阻抗。其结果，将由开关元件q1的开关而产生的噪声电流抵消，能够降低在金属框体1产生的高频噪声。

另外，通过形成为阻抗电路2具有电容元件c2的构成，能够容易地将电抗线圈l1的电感抵消。因此，将由于开关元件q1的开关而产生的噪声电流抵消，能够降低在金属框体1产生的高频噪声。

进而，通过使阻抗电路2的电容元件c2的电容比电抗线圈l1的寄生电容c1大，如图3所示，能够将第一共振频率fr1设定得比频率fr2低。因此，能够通过更简单的方法将电抗线圈l1产生的阻抗降低，使第一供电母线93的阻抗与第二供电母线94的阻抗接近。

另外，如图3所示，通过使第一共振频率fr1比开关元件q1的开关频率fsw大，不影响电力转换时的开关驱动动作，能够降低电抗线圈l1引起的高频的阻抗。因此，能够可靠地降低高频噪声。

[第二实施方式的说明]

接着，对本发明第二实施方式进行说明。图6是表示本发明第二实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图。如图1所示，第二实施方式的电力转换装置102与上述第一实施方式的不同之处在于，在电抗线圈l1的上游侧具有滤波电路11(低通滤波器)。除此之外的构成与图1相同，故而标注同一标记并省略构成说明。

滤波电路11为lc低通滤波器，具有扼流线圈及三个电容器。另外，滤波电路11的构成不限于该构成，也可以为其他构成。滤波电路11具有图7所示那样的衰减特性，增益衰减3db的频率即截止频率设为f1。另外，将期望去除噪声的频率表示为阻止频率f2。

而且，以上述式(3)所示的第一共振频率fr1比滤波电路11的截止频率f1大的方式设定电容元件c2的电容。因此，由第一共振频率fr1产生的噪声能够由滤波电路11降低。

另外，通过以第一共振频率fr1比阻止频率f2高的方式设定电容元件c2的电容，能够更有效地降低噪声。阻止频率f2设定为例如对开关元件q1进行开关时的基本频率、或低次高频。

另外，在实际上构成滤波电路11的情况下，由于构成滤波电路11的各零件的寄生电容、或寄生电感的影响，产生滤波电路11的衰减特性不良的频率。具体地，由于构成滤波电路11的电容器的等效串联电感、在扼流线圈的绕组间寄生的等效电容，使得衰减特性变得不良。

其结果，理想的是，如图7所示，具有如下的特性，即，若超过截止频率f1，则随着频率的提高，衰减特性降低，但实际上由上述理由，如图8所示，若超过频率f3，则随着频率的提高，衰减特性上升。因此，不能够将比频率f3高的频带的噪声除去。例如，在频率f3比无线电的fm频带即76[mhz]～108[mhz]低的情况下，不能够降低在该fm频带的噪声。

在本实施方式中，以上述的第一共振频率fr1比频率f3低的方式设定电容元件c2的电容。即，第一共振频率fr1以比由滤波电路11(低通滤波器)导致的衰减率转为上升的频率f3低的方式进行设定。由此，即使在衰减特性以频率f3上升的情况下，也能够防止在无线电的fm频带下产生噪声。即，在无线电的fm频带等的频带，将在第一供电母线93和第二供电母线94流动的噪声电流抵消，能够降低在金属框体1产生的噪声。

这样，在第二实施方式的电力转换装置102中，通过设置滤波电路11(低通滤波器)，能够降低由于存在由电抗线圈l1的电感和电容元件c2的电容产生的第一共振频率fr1而产生的噪声。因此，能够降低通过开关元件q1的开关而产生的噪声。

另外，通过将第一共振频率fr1设定得比滤波电路11的截止频率f1高，能够由滤波电路11有效地去除由于存在第一共振频率fr1而产生的噪声，能够降低由于开关元件q1的开关而产生的噪声。

另外，通过将第一共振频率fr1设定为比滤波电路11的衰减特性变得不良的频率f3(参照图8)低的频率，能够由滤波电路11更有效地去除由于第一共振频率fr1的存在而产生的噪声，能够降低由于开关元件q1的开关而产生的噪声。

[第三实施方式的说明]

接着，对本发明第三实施方式进行说明。图9是表示本发明第三实施方式的电力转换装置、及其周边设备的构成的电路图。第三实施方式所示的电力转换装置103与上述第一实施方式的不同之处在于，在阻抗电路2a的内部设有电容元件c2和电阻元件r2的串联连接电路。除此之外的构成与图1所示的电路同样，故而标注同一标记并省略构成说明。

电阻元件r2的电阻值设定为比第二供电母线的电阻值(p3～p4间的电阻值)小。

而且，由于在电容元件c2的电容比第二供电母线94的阻抗小的频带，存在电阻元件r2，在阻抗电路2a流动的高频的噪声能量作为热量而被电阻元件r2消耗。由此，能够吸收在金属框体1产生的高频的噪声能量。

[第四实施方式的说明]

接着，对本发明第四实施方式进行说明。图10是表示本发明第四实施方式的阻抗电路的图。在第四实施方式中，与上述第一实施方式的不同之处在于，在阻抗电路2b的内部设有电容元件c2和电阻元件r2和电感元件l2的串联电路。除此之外的构成与图1所示的电路相同。

电阻元件r2的电阻值设定为比第二供电母线94的电阻值(图1的p3～p4间的电阻值)小。另外，电感元件l2的电感设定为比电抗线圈l1的电感小。

图11是表示图10中的电抗线圈l1及阻抗电路2b的阻抗变化的曲线图。在图11中，横轴表示频率，纵轴表示阻抗。另外，实线所示的曲线s11表示设有阻抗电路2b时的特性，虚线所示的曲线s12表示未设置阻抗电路2b时的特性。

图11所示的频率fr1为设有阻抗电路2b时的第一个共振频率(第一共振频率)，频率fr2为未设置阻抗电路2b时的共振频率。另外，频率fr3是阻抗电路2b的第二个共振频率(第二共振频率)。第二共振频率fr3能够由以下的式(5)表示。

在第四实施方式中，通过在阻抗电路2b设置电感元件l2，存在第二共振频率fr3。通过将第二共振频率fr3设定为比所希望的频率高的频率，能够使所希望频率的阻抗降低，将由开关而产生的噪声电流抵消，能够降低在金属框体1产生的高频的噪声能量。

例如在图11中，将第二共振频率fr3设定为比希望去除噪声的无线电的fm频带的频率fx高。在频率fx降低由电抗线圈l1引起的阻抗，能够使第一供电母线93的阻抗接近第二供电母线94的阻抗。其结果，能够将由于对开关元件q1进行开关而产生的噪声电流抵消，能够降低在金属框体1产生的高频的噪声能量。因此，能够防止对无线电的fm频带等的频率产生影响。

这样，在第四实施方式中，在阻抗电路2b设置电容元件c2和电阻元件r2和电感元件l2的串联电路，进而将第二共振频率fr3设定得比预先设定的规定的频率fx(阈值频率)高。因此，在频率fx，能够降低第一供电母线93的阻抗，能够降低由于开关而产生的噪声。

另外，通过使频率fx(阈值频率)为无线电的fm频带的最大频率，能够在无线电的频带降低第一供电母线93的阻抗，能够降低由于开关而产生的在金属框体1流动的噪声。

[第五实施方式的说明]

接着，对本发明第五实施方式进行说明。图12是示意地说明本发明第五实施方式的电力转换装置使用的电抗线圈l1、及阻抗电路2c的构成的说明图。如图12所示，第一供电母线93被分为两个母线93a、93b，以跨过各自的母线93a、93b的方式设有电抗线圈l1。第一供电母线93由平板形状的金属板构成。

在两个母线93a、93b之间设有分立的电容元件c0。更详细地，在构成平板形状的两个母线93a、93b的与安装电抗线圈l1的面相反侧的面上设有用于连接各母线93a、93b的电容元件c0。

第五实施方式与上述第一实施方式的不同之处在于，设于阻抗电路2c的电容元件为分立的电容元件c0。通过使用分立的电容元件c0，能够相对于第一供电母线93容易地进行安装。

另外，上述第三实施方式所示的电阻元件r2(参照图9)、第四实施方式所示的电感元件l2(参照图10)也能够由分立元件构成。

这样，在第五实施方式中，由于阻抗电路2c由分立元件构成，故而能够将构成简单化。

[第六实施方式的说明]

接着，对本发明第六实施方式进行说明。图13是示意地说明本发明第六实施方式的电力转换装置使用的电抗线圈l1、及阻抗电路2d的构成的说明图。如图13所示，第一供电母线93被分为两个母线93a、93b，以跨越各自的母线93a、93b的方式设有电抗线圈l1。第一供电母线93由平板形状的金属板构成。

在相对于两个母线93a、93b分开规定距离的位置设有平板形状的导电部件13。更详细地，在构成平板形状的两个母线93a、93b的、安装电抗线圈l1的面的相反侧的面上，与各母线93a、93b相对而电容耦合有平板形状的导电部件13。

因此，在各母线93a、93b与导电部件13之间存在电容c01、c02。因此，如图14的等效电路所示，相对于电抗线圈l1并列存在电容c01、c02。

在此，阻抗电路2d的电容c2为两个电容c01和c02的串联合成电容，故而能够由以下的式(6)表示。

c2＝(co1·co2)/(co1+co2)…(6)

这样，在本实施方式中，阻抗电路2d以跨过两个母线93a、93b的方式配置，由分别与各母线93a、93b电容耦合的导电部件13构成。因此，能够将阻抗电路2d的电容由各母线93a、93b与导电部件13之间的电容c01、c02构成。因此，能够将阻抗电路2d的构成简单化。

[第六实施方式的第一变形例的说明]

接着，对第六实施方式的第一变形例进行说明。图15是示意地表示第六实施方式的第一变形例的电力转换装置使用的电抗线圈l1、及阻抗电路2e的构成的说明图。如图15所示，第一供电母线93被分为两个母线93a、93b，以跨过各自的母线93a、93b的方式设有电抗线圈l1。各母线93a、93b由平板形状的金属板构成。

另外，与两个母线93a、93b相对而设有平板形状的导电部件13。在导电部件13与一母线93a之间设有电介质14。通常，电容元件的电容已知由以下的式(7)表示。

(电容)＝ε0·εr·(s/d)…(7)

其中，ε0为真空的介电常数、εr为电容率、s为相对面积、d为距离。

因此，通过在母线93a与导电部件13之间设置电介质14，能够增大电容率εr，进而能够增大电容。

其结果，能够降低由电抗线圈l1引起的阻抗，使第一供电母线93的阻抗接近第二供电母线94的阻抗。因此，能够抵消由于开关元件q1的开关而产生的噪声电流，能够降低在金属框体1产生的高频的噪声能量。另外，也可以在母线93b与导电部件13之间设置电介质14。

[第六实施方式的第二变形例的说明]

接着，对第六实施方式的第二变形例进行说明。图16是示意地表示第六实施方式的第二变形例的电力转换装置使用的电抗线圈l1、及阻抗电路2f的构成的说明图。如图16所示，在第二变形例中，与上述第一变形例的不同之处在于，在导电部件13与两个母线93a、93b之间设有电介质14。

而且，在这样的构成中，由于能够将母线93a与导电部件13之间的电容、及母线93b与导电部件13之间的电容一同增大，故而能够与第一变形例同样地，增大阻抗电路2f的电容。另外，与第一变形例相比，能够增大两个电容，故而能够容易地增大整体的电容。

[第七实施方式的说明]

接着，对本发明第七实施方式进行说明。图17是示意地表示本发明第七实施方式的电力转换装置使用的电抗线圈l1、及阻抗电路2g的构成的说明图。如图17所示，第一供电母线93被分为两个母线93a、93b，以跨过各自的母线93a、93b的方式设有电抗线圈l1。第一供电母线93由平板形状的金属板构成。

在相对于两个母线93a、93b隔开规定距离的位置设有平板形状的导电部件21。更详细地，在构成平板形状的各母线93a、93b的安装电抗线圈l1的面相反侧的面，与两个母线93a、93b相对而电容耦合有平板形状的导电部件21。

另外，在导电部件21的三个部位穿设有狭缝22。即，将狭缝22设为截面面积的可变部，形成电阻成分。另外，在图17中，在三个部位形成有狭缝22，但狭缝的个数不限于三个部位。导电部件21通过该狭缝22提高电阻值。

因此，如图18的等效电路所示，阻抗电路2g为两个电容c01、c02和电阻成分r01的串联电路。

而且，通过这样的构成，能够在阻抗电路2g内形成rc串联电路，能够减小由电抗线圈l1引起的阻抗。因此，能够使第一供电母线93的阻抗接近第二供电母线94的阻抗，能够将由于开关而产生的噪声电流抵消，能够降低在金属框体1产生的高频的噪声能量。

另外，由于能够调整狭缝22的个数及截面面积来变更电阻值，容易设定电阻值。

[其他实施方式]

在上述各实施方式中，如图1所示，对使用由开关元件q1和二极管d1构成的功率模块4转换电力的例子进行了说明。本发明不限于此，例如如图19所示，也可以在平滑电容器c100的前段设置由二极管桥式电路构成的整流电路31。该情况下，在由电源91供给的电力为交流的情况下，能够将该交流整流而向功率模块4供给。

另外，如图20所示，也可以形成为在电抗线圈l1的后段具有由四个开关元件构成的功率模块4a、控制该功率模块4a的控制电路34、变压器35及由四个二极管构成的整流电路33的电力转换装置。在这样的构成中，通过相对于在电源91与功率模块4a之间设置的电抗线圈l1设置阻抗电路2，能够降低噪声。

以上，基于图示的实施方式对本发明的电力转换装置进行了说明，但本发明不限于此，各部的构成能够置换成具有同样功能的任意的构成。