一种用于直流输电的模块化多电平换流器的调制误差补偿方法与流程

本发明涉及柔性直流输电系统控制技术领域，特别涉及一种用于直流输电的模块化多电平换流器的调制误差补偿方法。

背景技术：

电压源型直流输电系统，也被称为柔性直流输电系统，支持换流站有功/无功独立控制、不需要庞大的交流滤波器、支持电网黑启动、支持对海岛/风电场等弱网供电，是解决中国区域性新能源并网和消纳问题行之有效的方法。目前模块化多电平变流器是实现电压源型直流输电系统的主要方法之一，但是模块化多电平换流器的控制保护技术复杂，尤其是其阀子模块的脉冲调制技术。

目前模块化多电平换流器主要有三种调制策略。第一种是载波层叠调制，由于其复杂的电容电压排序算法及较高的开关频率，通常不适用于阀子模块数极多的柔性高压直流输电领域。第二种是载波移相调制，其主要优点是开关频率固定，但是当电容电压偏差较大时，平衡速度较慢；而且需要针对每个子模块设计平衡控制器，导致平衡策略数据计算量较大且硬件难以实现。第三种是最近电平逼近调制，主要优点是控制简单，硬件易于实现，且随着子模块数增多，输出谐波将逐渐减小，开关频率进一步降低甚至基本固定，因此成为柔性高压直流输电场合的主要调制策略。

最近电平逼近调制通常采用子模块数取整和电容电压排序的方法来实现对调制电压的跟踪，并保证电容电压相对平衡。但此调制中存在两种固有的误差:模块数取整产生的误差、各子模块电容电压与平均电容电压之间的误差。这两种误差会导致换流器桥臂输出电压与指令电压之间差别较大，最终引起输出谐波、甚至轻微震荡。另一方面，为了降低换流器损耗，希望尽可能的降低开关频率，需要进一步放宽各子模块电容电压间的差别，这更加剧了指令电压与实际输出电压之间的偏差。因此，为了减小模块化多电平换流器的谐波和损耗，需要基于上述两种误差对现有的最近电平逼近调制进行改进。

技术实现要素：

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种用于直流输电的模块化多电平换流器的调制误差补偿方法，是能够不增大开关频率、不影响调制电压跟踪和电容电压平衡，又能减小模块换流器谐波和损耗的最近电平逼近调制误差补偿方法。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案实现：

一种用于直流输电的模块化多电平换流器的调制误差补偿方法，所述的换流器采用模块化多电平结构，包括多个阀子模块，每个子模块中有电容器、开关管和二极管；所述的调制采用阀子模块数取整和电容电压排序的方法；在换流器的电流控制器产生各桥臂的调制电压后，进而计算出各桥臂的指令投入阀子模块数，在指令投入子模块数上叠加以下两种性质的误差，还可以在调制电压上直接叠加第二种性质的误差：

a)指令阀子模块数取整导致的误差；

b)各子模块电容电压偏离平均电容电压导致的误差。

在指令投入子模块数上叠加所述两种性质的误差的方法为：

步骤一、根据当前控制周期内桥臂各子模块电容电压值，计算该桥臂平均电容电压值：

步骤二、根据当前该桥臂的调制电压U_ref、电容额定电压U_cap，计算当前的指令投入子模块数：

N_ref＝U_ref÷U_cap

步骤三、根据当前指令投入子模块数，叠加上个控制周期中计算的两种误差值Error1_z1和Error2_z1，计算当前实际投入子模块数：

N_on＝round_0.5(N_ref+Error1_z1+Error2_z1)，round_0.5为四舍五入算法；

若当前为第一个控制周期，则Error1_z1和Error2_z1皆为零；

步骤四、根据当前子模块数取整前后的差值，计算当前周期的第一种误差值：

Error1＝(N_ref+Error1_z1+Error2_z1)-N_on

步骤五、根据当前桥臂内各子模块的电容电压U_c(i)和投切状态Pulse(i)，计算该桥臂当前实际输出电压：

U＝∑[U_c(i)×Pulse(i)]＝[U_c(1)·Pulse(1)+U_c(2)·Pulse(2)+…+U_c(n)·Pulse(n)]

步骤六、根据该桥臂当前实际输出电压、当前平均电容电压值，计算在忽略桥臂内各电容电压间差异时的期望投入子模块数：

步骤七、计算因桥臂内各电容电压间差异导致的误差，也即当前周期的第二种误差值：

Error2＝N_on–N_e。

在调制电压上叠加所述两种性质的误差的方法为：

步骤一、根据当前控制周期内桥臂各子模块电容电压值，计算该桥臂平均电容电压值：

步骤二、根据当前该桥臂的调制电压U_ref、电容额定电压U_cap、上个控制周期中计算的第二种误差值Error2_z1，计算当前的指令投入子模块数：

N_ref＝(U_ref+Error2_z1)÷U_cap

若当前为第一个控制周期，则Error2_z1为零。

步骤三、根据当前指令投入子模块数，叠加上个控制周期中计算的第一种误差值Error1_z1，计算当前实际投入子模块数：

N_on＝round_0.5(N_ref+Error1_z1)，round_0.5为四舍五入算法；

若当前为第一个控制周期，则Error1_z1为零；

步骤四、根据当前子模块数取整前后的差值，计算当前周期的第一种误差值：

Error1＝(N_ref+Error1_z1)-N_on

步骤五、根据当前桥臂内各子模块的电容电压U_c(i)和投切状态Pulse(i)，计算该桥臂当前实际输出电压：

U＝∑[U_c(i)×Pulse(i)]＝[U_c(1)·Pulse(1)+U_c(2)·Pulse(2)+…+U_c(n)·Pulse(n)]

步骤六、根据该桥臂当前实际投入子模块数和平均电容电压，计算在忽略各子模块电容电压间差异时的期望输出电压：

步骤七、计算因各子模块电容电压间差异导致的误差，也即当前周期的第二种误差值：

Error2＝U_e–U。

所述方法计算桥臂指令投入子模块数取整前后的误差值。

所述方法将桥臂指令投入子模块数取整前后的误差值累加到指令投入子模块数上。

所述方法根据桥臂平均电容电压和桥臂实际投入子模块数，计算桥臂期望输出电压，进而计算桥臂期望输出电压和实际输出电压之间的误差值。

所述方法将桥臂期望输出电压与桥臂实际输出电压间的误差值成比例地累加到该桥臂的指令投入子模块数上，或直接累加到调制电压上。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)本发明提供的模块化多电平换流器最近电平逼近调制方法，可以有效降低换流器交流侧输出谐波，也降低了因谐波导致震荡的可能。

(2)本发明提供的模块化多电平换流器最近电平逼近调制方法，可以在不增大换流器输出谐波的前提下降低平均开关频率，从而降低换流器损耗。

附图说明

图1为本发明的模块化多电平换流器原理示意图；

图2为本发明之前的最近电平逼近调制框图；

图3为本发明提出的调制补偿算法框图；

图4为本发明提出的一种误差Error1和Error2的具体计算方式；

图5为本发明提出的误差Error2的另一种计算和累加方式。

具体实施方式

以下结合附图对本发明提供的具体实施方式进行详细说明。

图1所示为一个模块化多电平换流器，包括6个桥臂，每个桥臂由n个阀子模块和1个桥臂电抗组成。在换流器稳态运行时，电流控制器为第k相(k＝a,b,c)的上下桥臂产生互补的调制电压U_dc/2-U_k和U_dc/2+U_k；再通过最近电平逼近调制控制桥臂内阀子模块的投入切除状态，使得桥臂的输出电压(即投入子模块电容电压之和)跟踪其调制电压。在理想情况下，U_a、U_b、U_c为三相正弦电压，从而调制后换流器交流侧输出电压为三相正弦，直流侧电压为上下桥臂电压和，即等于U_dc。

图2所示为本发明之前的最近电平逼近调制框图。U_ref为桥臂的调制电压，除以子模块电容额定电压U_cap后，得到指令投入子模块数N_ref，经过四舍五入取整得到该桥臂实际投入的子模块数N_on。再经过电容电压平衡控制，决定各子模块的投入切除状态，其输出信号Pulse(i)反映了第i个子模块的投入或切除情况:若第i个子模块投入，则Pulse(i)为1；若第i个子模块切除，Pulse(i)为0。其中，∑Pulse(i)＝N_on，i＝1,2,…,n。

但是，在上述最近电平逼近调制方法下，调制电压等于N_ref×U_cap，而桥臂实际输出电压为投入子模块的电容电压之和，即∑[Pulse(i)×U_c(i)]。对比两者可以看出，存在两种误差会影响桥臂输出电压跟踪其调制电压：子模块数取整产生的误差、子模块电容电压偏离平均电容电压导致的误差。为了更好地跟踪调制电压，依据本发明，可以先计算当前控制周期内这两个误差的值，再将误差值叠加到下一个控制周期的指令投入子模块数N_ref或调制电压U_ref上，使得补偿后的投入子模块数尽可能地校正上一周期中的误差。本发明提出的最近电平逼近调制框图如图3所示。其中，两种误差的具体计算如图4所示，描述如下：

步骤一、根据当前控制周期内桥臂各子模块电容电压值，计算该桥臂平均电容电压值：

步骤二、根据当前该桥臂的调制电压U_ref、电容额定电压U_cap，计算当前的指令投入子模块数：

N_ref＝U_ref÷U_cap

步骤三、根据当前指令投入子模块数，叠加上个控制周期中计算的两种误差值Error1_z1和Error2_z1，计算当前实际投入子模块数：

N_on＝round_0.5(N_ref+Error1_z1+Error2_z1)，round_0.5为四舍五入算法；

若当前为第一个控制周期，则Error1_z1和Error2_z1皆为零；

步骤四、根据当前子模块数取整前后的差值，计算当前周期的第一种误差值：

Error1＝(N_ref+Error1_z1+Error2_z1)-N_on

步骤五、根据当前桥臂内各子模块的电容电压U_c(i)和投切状态Pulse(i)，计算该桥臂当前实际输出电压：

U＝∑[U_c(i)×Pulse(i)]＝[U_c(1)·Pulse(1)+U_c(2)·Pulse(2)+…+U_c(n)·Pulse(n)]

步骤六、根据该桥臂当前实际输出电压、当前平均电容电压值，计算在忽略桥臂内各电容电压间差异时的期望投入子模块数：

步骤七、计算因桥臂内各电容电压间差异导致的误差，也即当前周期的第二种误差值：

Error2＝N_on–N_e。

本发明的另一种实现方法是，将第二种误差直接累加到调制电压中，使得修正后的调制电压尽可能地校正下一个周期中的第二种误差。此时最近电平逼近调制方法的框图如图5所示，其中误差的具体计算描述如下：

步骤一、根据当前控制周期内桥臂各子模块电容电压值，计算该桥臂平均电容电压值：

步骤二、根据当前该桥臂的调制电压U_ref、电容额定电压U_cap、上个控制周期中计算的第二种误差值Error2_z1，计算当前的指令投入子模块数：

N_ref＝(U_ref+Error2_z1)÷U_cap

若当前为第一个控制周期，则Error2_z1为零。

步骤三、根据当前指令投入子模块数，叠加上个控制周期中计算的第一种误差值Error1_z1，计算当前实际投入子模块数：

N_on＝round_0.5(N_ref+Error1_z1)，round_0.5为四舍五入算法；

若当前为第一个控制周期，则Error1_z1为零；

步骤四、根据当前子模块数取整前后的差值，计算当前周期的第一种误差值：

Error1＝(N_ref+Error1_z1)-N_on

步骤五、根据当前桥臂内各子模块的电容电压U_c(i)和投切状态Pulse(i)，计算该桥臂当前实际输出电压：

U＝∑[U_c(i)×Pulse(i)]＝[U_c(1)·Pulse(1)+U_c(2)·Pulse(2)+…+U_c(n)·Pulse(n)]

步骤六、根据该桥臂当前实际投入子模块数和平均电容电压，计算在忽略各子模块电容电压间差异时的期望输出电压：

步骤七、计算因各子模块电容电压间差异导致的误差，也即当前周期的第二种误差值：

Error2＝U_e–U。

以上实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于上述的实施例。上述实施例中所用方法如无特别说明均为常规方法。