一种全桥谐振变换器的制作方法

本发明涉及电源领域，更具体地说，涉及一种全桥谐振变换器。

背景技术：

随着电力电子技术的高速发展，功率变换器的高功率密度和小型化就越受到重视，而变换器开关频率的提高对实现高功率密度和小型化有着非常重要的作用。然而随着开关频率的提高，器件的开关损耗极大的降低了变换器效率，也限制了变换器的高功率密度和小型化。为了提高变换器的转换效率，通常采用在变换器上增加谐振网络的办法，使得变换器成为谐振变换器。一般来讲，谐振变换器有自然的软开关特性，因此被广泛应用。在采用变频控制的谐振变换器中，由于开关频率的变化使得控制方法设计复杂，磁性元件较难设计；而恒频移相控制由于控制方式和参数设计简单便成了业界的首选。然而恒频移相控制的问题就是不能够在宽输入电压范围和宽负载变化范围内实现开关管的软开关，影响变换器效率的提升，还会带来严重的EMI干扰。因此，在现有技术中，谐振变换器通常存在设计方法复杂、磁性元件较难设计、不能再较大范围内实现软开关的缺陷。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述设计方法复杂、磁性元件较难设计、不能再较大范围内实现软开关的缺陷，提供一种设计方法简单、磁性元件设计较为容易、能在较大范围内实现开关管的软开关的一种全桥谐振变换器。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种全桥谐振变换器，包括全桥逆变单元，所述全桥逆变单元将输入直流电压转换为方波，所述方波依次经过谐振网络、高频变压器和整流滤波单元而得到输出直流电压，还包括设置在所述全桥逆变单元内的、用于使所述全桥逆变单元的开关管过零切换的无源辅助网络。

更进一步地，所述全桥逆变单元包括并接在两个直流电压输入端上的第一半桥和第二半桥，所述第一半桥和第二半桥分别包括两个通过其开关端依次串接在所述直流输入电压端上的开关管；所述辅助网络包括两个端点，所述端点分别与所述第一半桥和第二半桥的两个开关管的连接点连接。

更进一步地，所述辅助网络包括辅助电感和隔直电容；所述辅助电感的一端和所述隔直电容的一端相连，所述辅助电感的另一端与所述第一半桥的两个开关管的连接点相连，所述隔直电容的另一端与所述第二半桥的两个开关管的连接点相连。

更进一步地，所述谐振网络包括谐振电感、第一谐振电容和第二谐振电容；所述谐振电感和所述第一谐振电容串接后再串接在所述全桥逆变单元与所述高频变压器绕组连接的信号回路上，所述第二谐振电容并接在所述高频变压器的原边或副边绕组上。

更进一步地，所述第一谐振电容一端与所述第一半桥的两个开关管的连接点连接，其另一端与所述谐振电感一端连接；所述谐振电感另一端与所述高频变压器的原边一端连接，所述原边另一端与所述第二半桥的两个开关管的连接点连接；所述第二谐振电容并接在所述高频变压器的原边或副边上。

更进一步地，所述高频变压器的原边为一个绕组，其副边为一个或多个绕组。

更进一步地，一个半桥电路中两个开关管分别由其控制端输入的、各自具有50%占空比且相位相差180度的脉冲调宽调制信号控制，且所述一个半桥的两个控制信号在其相邻的高低电平转换时刻分别提前或延迟一个设定宽度，形成设定宽度的死区以防止所述两个开关管同时导通；所述两个半桥电路中位于其拓扑对角线位置的两个开关管的控制信号之间具有设定的相位差或移相角，所述设定的相位差决定所述逆变单元输出方波的脉冲宽度。

更进一步地，所述整流滤波电路包括整流部分和滤波部分；所述整流部分由整流器件构成，所述整流器件的连接拓扑包括倍流整流、全波整流形式或全桥整流形式。

更进一步地，在倍流整流时，所述整流器件为采用共阳极或共阴极倍流整流电路的二极管或为采用同步整流电路的MOSFET；其滤波部分为LC组合滤波电路。

更进一步地，在全波整流时，所述整流器件为采用共阳极或共阴极整流电路的二极管；其滤波部分为LC组合滤波电路。

实施本发明的一种全桥谐振变换器，具有以下有益效果：由于在逆变单元（即开关单元）内设置有辅助网络，使得该辅助网络中存在随开关器件的状态变化而变化的电流，这些电流在开关器件状态变化时，为其提供有益的补充，和连接在开关器件输出的谐振网络配合，使得变换器的磁性元件的利用率较高、设计较简单，同时保证了大范围内的开关器件过零切换。

附图说明

图1是本发明一种全桥谐振变换器实施例的结构示意图；

图2是所述实施例中一种情况下的电路图；

图3是所述实施例中的波形示意图；

图4是所述实施例中另一种情况下的变换器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明实施例作进一步说明。

如图1所示，在本发明的一种全桥谐振变换器实施例中，该全桥谐振变换器，包括全桥逆变单元，该全桥逆变单元将输入的直流电压（通常是由输入电源提供的）转换为方波，所述方波依次经过谐振网络、高频变压器和整流滤波单元而得到输出直流电压，还包括设置在所述全桥逆变单元内的（即连接在所述逆变单元上的）、用于使所述全桥逆变单元的开关管过零切换的无源辅助网络。

在本实施例中，变换器的逆变单元为包括4个开关管，这4个开关管按照全桥拓扑连接在一起，构成逆变单元。更具体而言，上述全桥逆变单元包括并接在两个直流电压输入端上的第一半桥和第二半桥，所述第一半桥和第二半桥分别包括两个通过其开关端依次串接在所述直流输入电压端上的开关管；所述辅助网络包括两个端点，所述端点分别与所述第一半桥和第二半桥的两个开关管的连接点连接。也就是说，在本实施例中，上述辅助网络是连接在全桥逆变单元中的另个半桥之间的，和每个半桥的连接点就是该半桥两个开关管的开关端之间的连接点。在本实施例中，所述辅助网络包括辅助电感和隔直电容；所述辅助电感的一端和所述隔直电容的一端相连，所述辅助电感的另一端与所述第一半桥的两个开关管的连接点相连，所述隔直电容的另一端与所述第二半桥的两个开关管的连接点相连。

在本实施例中，所述谐振网络包括谐振电感、第一谐振电容和第二谐振电容；所述谐振电感和所述第一谐振电容串接后再串接在所述全桥逆变单元与所述高频变压器绕组连接的信号回路上，所述第二谐振电容并接在所述高频变压器的绕组上。更具体地，所述第一谐振电容一端与所述第一半桥的两个开关管的连接点连接，其另一端与所述谐振电感一端连接；所述谐振电感另一端与所述高频变压器的原边一端连接，所述原边另一端与所述第二半桥的两个开关管的连接点连接；所述第二谐振电容并接在所述高频变压器的原边或副边上。

对于驱动信号而言，在本实施例中，一个半桥电路中两个开关管分别由其控制端输入的、各自具有50%占空比且相位相差180度的脉冲调宽调制信号控制，且所述一个半桥的两个控制信号在其相邻的高低电平转换时刻分别提前或延迟一个设定宽度，形成设定宽度的死区以防止所述两个开关管同时导通；所述两个半桥电路中位于其拓扑对角线位置的两个开关管的控制信号之间具有设定的相位差或移相角，所述设定的相位差决定所述逆变单元输出方波的脉冲宽度。

此外，在本实施例中，上述高频变压器的原边为一个绕组，其副边为一个或多个绕组。而第二谐振电容在本实施例中既可以连接在高频变压器的原边绕组上，也可以连接在高频变压器的副边绕组上。在本实施例中，上述第二谐振电容连接在高频变压器的原边绕组上的情况请参见图2，在图2中，该第二谐振电容就是并接在高频变压器的原边绕组上述的。而在第二谐振电容连接在上述高频变压器副边，且该副边具有多个绕组的情况下，第二谐振电容可以连接在副边的一个绕组上或等效为多个较小电容分别连接在所述副边的多个绕组或多个绕组中间的部分绕组上。请参见图4，图4给出了本实施例中，一种情况下变换器的结构示意图，在图4中，谐振网络的第二谐振电容就是连接在高频变压器的副边绕组上的。

图2示出了在本实施例中一种情况下，该全桥谐振变换器的具体电路图。图2中的第二谐振电容并接在高频变压器的原边绕组上。具体来讲，在图2中，逆变单元包括开关管S1、S2、S3、S4及其附属元件，辅助网络包括辅助电感L_a和隔直电容C_g，谐振网络包括谐振电感L_r、第一电容C_s和第二电容C_p，整流滤波单元包括二极管D1、二极管D2，电感L_f1、电感L_f2以及电容C_f，T1为高频变压器。

在图2中，逆变单元包括由第一开关管S1和第二开关管S2组成的第一半桥电路以及由第三开关管S3和第四开关管S4组成的第二半桥电路；直流输入的一端分别依次通过第一开关管S1和第三开关管S3的两个开关端以及第二开关管S2和第四开关管S4的两个开关端连接到直流输入的另一端；换句话说，上述两个半桥并联在直流输入的两端；一个半桥电路中两个开关管分别由其控制端输入的、各自具有50%占空比且相位相差180度的脉冲宽度调制控制信号控制；两个半桥电路组合在一起形成一个全桥电路，位于该全桥电路的拓扑对角线位置的两个开关管的控制信号之间具有设定的相位差或移相角，该设定的相位差决定所述逆变单元输出方波的脉冲宽度；调节该相位差或移相角就能够调节所述DC/DC全桥谐振变换器输出的直流电平；所述逆变单元两桥臂上的开关管驱动信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4与输出逆变电压波形V_AB以及流过谐振网络与辅助网络的电流波形i_r、i_La如图3所示。

辅助网络单元的辅助电感L_a和隔直电容C_g，在其串联之后得到两端，该两端分别与第一逆变半桥的第一开关管S1、第二开关管S2的公共连接端和第二逆变半桥的第三开关管S3、第四开关管S4的公共连接端连接。如图3所示，当第一开关管S1和第四开关管S4导通时，即[t₁-t₂]时间段，辅助网络与输入源正向并联，此时辅助网络中电流i_La线性增大；当第一开关管S1和第三开关管S3导通时，即[t₂-t₃]时间段，辅助网络与输入源断开，此时辅助网络中电流i_La恒定不变；当第二开关管S2和第三开关管S3导通时，即[t₃-t₄]时间段，辅助网络与输入源反向并联，此时辅助网络中电流i_La线性减小；当第二开关管S2和第四开关管S4导通时，即[t₄-t₅]时间段，辅助网络与输入源断开，此时辅助网络中电流i_La恒定不变。

换句话说，本实施例中，在所述第一逆变半桥与所述第二逆变半桥之间加入的辅助网络，在工作时与所述谐振网络的相互作用，使得该谐振网络对于其所在的变换器的性能改进得到进一步的提高。具体来讲，在本实施例中，通过引入辅助网络，使得全桥电路后级的阻抗网络中感性成分得以增加，于是在实际的工作过程中，流过原边开关管的电流相位更加滞后于全桥电路输出电压相位，保证了所述变换器更大范围内的开关器件过零切换。这样，不仅保证了该变换器在较大的范围内的性能的一致性，使得其使用范围较为宽广，同时，在某种程度上，还降低了该变换器电路或磁路参数设计的复杂程度。

在本实施例中，谐振网络从第一开关管S1与第二开关管S2的连接点、第三开关管S3与第四开关管S4的连接点中取得逆变单元输出的方波电压，参见图3中v_AB电压波形。谐振网络提取该方波电压中的基波分量，传递至高频变压器进行电气隔离，并经整流滤波单元进行整流滤波后传递至负载。

此外，在本实施例中，所述整流滤波电路包括整流部分和滤波部分；所述整流部分由整流器件构成，这些整流器件可以采用多种拓扑连接在一起而完成整流，例如，倍流整流、全波整流或全桥整流的拓扑连接形式。

在倍流整流时，所述整流器件可以为采用共阳极或共阴极倍流整流电路的二极管或为采用同步整流电路的MOSFET；其滤波部分为LC组合滤波电路。在全波整流时，所述整流器件可以为采用共阳极或共阴极整流电路的二极管；其滤波部分为LC组合滤波电路。

值得一提的是，在本实施例中，除了上述涉及的倍流整流、全波整流或全桥整流的具体电路结构外，倍流整流、全波整流或全桥整流还可以是现有技术中的符合上述整流拓扑结构的任何具体的电路结构。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。