适用于MMC的同时抑制二倍频与四倍频的环流抑制方法与流程

本发明涉及一种适用于MMC的同时抑制二倍频与四倍频的环流抑制方法。

背景技术：

模块化多电平变换器(Modular Multi-level Converters，MMC)采用模块化设计，因结构灵活且易于扩展、具有共直流母线、开关频率低、开关损耗少、提升电能质量、能四象限运行等优势成为新世纪应用于中高压系统的最具有发展潜力的拓扑结构之一，而环流抑制问题是MMC稳定高效运行的关键。

在MMC中，模块电容电压中的主要成分是基波分量，而基波分量可以在输出电压中产生二倍频分量，二倍频分量又能在环流中产生二次谐波，如不加以有效抑制，二次谐波又会激发四次谐波，如此循环，使环流中具有偶次谐波分量，以二次负序和四次正序为主。如不对环流加以抑制，环流不仅会提高功率开关器件额定电流容量,增加系统成本,并造成功率开关器件发热严重,甚至烧毁,影响装置使用寿命

现有技术的二倍频负序旋转坐标变化能有效减少环流中的二倍频分量，但对四倍频分量几乎无抑制作用。而同时采用二倍频负序与四倍频正序旋转坐标变换，可以对二倍频和四倍频均进行抑制，同时抑制了更高次谐波，显著提高了谐波质量。

技术实现要素：

本发明为了解决上述问题，提出了一种适用于MMC的同时抑制二倍频与四倍频的环流抑制方法，本发明基于旋转坐标变换将环流中的谐波分量变换成直流分量，经PI控制器和前馈控制送入到载波信号中，达到对谐波的抑制，其中利用二倍频负序旋转坐标变换将二倍频分量变换为直流量，对二次谐波进行抑制；利用四倍频正序旋转坐标变换将四倍频分量变换为直流量，对四次谐波进行抑制。因高次谐波是由低次谐波激发的，故对二四次谐波进行抑制后，对高次谐波进行了一定抑制，从而达到对环流中谐波分量的抑制，能够显著提高谐波质量。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种适用于MMC的同时抑制二倍频与四倍频的环流抑制方法，包括以下步骤：

(1)提取模块化多电平变换器各相上下桥臂的电流值，根据采集的电流值计算环流值；

(2)将计算的得到的环流值分别进行二倍频负序和四倍频正序旋转坐标变换，将二倍频和四倍频分量分别变换成直流量；

(3)分别将变换得到的环流的二倍频和四倍频分量的dq轴分量与相应的环流dq轴分量参考值进行比较后，进行线性调节控制；

(4)引入二倍频和四倍频分量对应的电压前馈量，消除dq轴耦合部分，进而得到环流抑制的dq轴参考值，将得到的dq轴参考值分别进行二倍频负序和四倍频正序逆变换，得到对应的环流抑制参考值；

(5)将二倍频负序和四倍频正序逆变换得到对应的环流抑制参考值相加，得到最终参考值，加入调制波信号。

模块化多电平变换器的工作过程中，环流中只存在偶次谐波，其中6k-4次为负序，6k-2次为正序，6k为零序，k＝1,2,3……，并且环流以二、四次为主。

所述步骤(1)中，环流值的计算过程为：j＝a,b,c,p代表上桥臂，n代表下桥臂。

所述步骤(2)中，将变换得到的环流的dq轴分量i_z2d,i_z2q与环流dq轴分量的参考值做差比较后，经过调节器。

所述步骤(2)中，将变换得到的环流的dq轴分量i_z4d,i_z4q与环流dq轴分量的参考值做差比较后，经过调节器。

所述步骤(2)中，调节器为PI调节器。

当然，本领域技术人员也可以在本发明的工作原理的启示下，将PI调节器替换为其他能够实现线性调节作用的控制器，如PIR控制器，其属于本领域技术人员容易想到的简单替换，理应属于本发明的保护范围。

所述步骤(4)中，引入电压前馈量2ω₀L₀i_z2d,2ω₀L₀i_z2q和4ω₀L₀i_z2d,4ω₀L₀i_z2q以消除dq轴耦合部分，得到环流抑制的dq轴参考值。ω₀为输入电压角频率，Lg为输入电抗器电感值，Larm为桥臂电感值。

一种模块化多电平变换器环流抑制控制器，采用上述环流抑制方法。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

(1)本发明通过对环流进行二倍频负序旋转坐标变换，并通过PI调节器及反馈控制，得到的参考值能有效抑制环流中的二次谐波。

(2)本发明通过对环流进行四倍频正序旋转坐标变换，并通过PI调节器及反馈控制，得到的参考值能有效抑制环流中的四次谐波。

(3)本发明通过对二、四次谐波的有效抑制，达到对更高次谐波的抑制效果。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1为MMC拓扑结构图；

图2为MMC等值电路图；

图3为环流抑制控制框图；

图4(a)为不加环流抑制控制控制方法的三相环流仿真波形；

图4(b)为采用传统环流抑制控制控制方法的三相环流仿真波形；

图4(c)为采用本发明环流抑制控制方法的三相环流仿真波形；

图5(a)为不加环流抑制控制控制方法的三相环流FFT分析图；

图5(b)为采用传统环流抑制控制控制方法的三相环流FFT分析图；

图5(c)为采用本发明环流抑制控制方法的三相环流FFT分析图；

图6(a)为不加环流抑制控制控制方法的A相上下桥臂电流仿真波形；

图6(b)为采用本发明环流抑制控制方法的A相上下桥臂电流仿真波形；

图7(a)为不加环流抑制控制控制方法的A相上下桥臂电流FFT分析图；

图7(b)为采用本发明环流抑制控制方法的A相上下桥臂电流FFT分析图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

一、MMC的环流抑制控制策略研究

1.1MMC拓扑结构

MMC拓扑结构如图1所示，一个相单元由上下2个桥臂构成，共6个桥臂，每个桥臂串联N个结构相同的子模块(Sub Module,SM)与一个电抗器Larm。MMC具有高度对称性，各个子模块的电气参数和桥臂电抗值均相等，使其便于维护和扩展。MMC的输出电压和功率等级通过改变N来实现,N越大，输出电压等级越高。由半桥组成的MMC的每个子模块由一个储能元件C₀和一个IGBT半桥组成。通过控制开关管T1和T2的开通与关断使子模块的输出电压U_SM在电容电压U_C与0之间切换。

1.2环流分析

MMC的等值电路图如图2所示，R是等效电阻，u_sj(j＝a,b,c)为输入电压，u_pj,u_nj(j＝a,b,c，p代表上桥臂，n代表下桥臂)为等效电压源，U_dc是直流侧输出电压，表达式为：

J＝A,B,C

i_pj,i_nj是上下桥臂电流，表达式如下：

从而得出环流表达式为：

图2中a点电压被控制为正弦波，表达式如下：

为分析环流成分作如下定义：

电压调制比，

u_am为a点的峰值电压

电流调制比，

i_am为输入线电流峰值。

上下桥臂电压电流表达式如下：

上下桥臂的功率表示如下：

将上下桥臂作为一个整体，对式(9)进行积分得到能量的表达式为：

从式(10)可以得出，相电压中必定包含直流分量和二次谐波，且为负序，从而电流中必定包含二次谐波，也为负序。故需对桥臂电压电流进行修正，修正结果如下：

U_2f为二倍频等效电压的峰值，i_2f为二倍频等效电流的峰值。

继续用修正后的电压电流进行能量分析，得出电流中含有四次谐波，且为正序，如此循环可得出环流中只存在偶次谐波，其中6k-4次为负序，6k-2次为正序，6k为零序，k＝1,2,3……，并且环流以二、四次为主。

1.3环流抑制控制策略分析

由1.2节的分析可得出：环流中只存在偶次谐波，其中6k-4次为负序，6k-2次为正序，6k为零序，k＝1,2,3……，并且环流以二、四次为主。

本发明环流抑制框图如图3所示，包括

1)提取各相上下桥臂的电流值，如图2所示。并计算环流值，表达式为：

j＝a,b,c,p代表上桥臂，n代表下桥臂。

2)将计算的得到的环流值分别进行二倍频负序和四倍频正序旋转坐标变换，将二倍频和四倍频分量分别变换成直流量。

3)将变换得到的环流的dq轴分量i_z2d,i_z2q与环流dq轴分量的参考值做差比较后，经过PI调节器。同样将变换得到的环流的dq轴分量i_z4d,i_z4q与环流dq轴分量的参考值做差比较后，经过PI调节器。

4)引入电压前馈量2ω₀L₀i_z2d,2ω₀L₀i_z2q和4ω₀L₀i_z2d,4ω₀L₀i_z2q以消除dq轴耦合部分，得到环流抑制的dq轴参考值；

5)将得到的dq轴参考值分别进行二倍频负序和四倍频正序逆变换，得到环流抑制参考值v_z2ref和v_z4ref；

6)得出最终参考值v_zref＝v_z2ref+v_z4ref，并将v_zref加入到调制波信号中。

二、仿真分析

表1为仿真参数

在MATLAB/Simulink 2014b中搭建MMC仿真模型，调制方式采用CPS-SPWM调制，电容电压平衡控制策略采用电压闭环控制策略。分别进行无环流抑制控制策略、传统环流抑制控制策略和本发明所提环流抑制控制策略进行仿真，并对仿真波形进行FFT分析。

由仿真波形图4(a)-(c)可见，加入环流抑制策略后，环流的幅值大幅度减少，谐波含量也明显降低。由FFT分析图5(a)可见，环流中主要存在二、四次谐波，与前面分析相对应，由FFT分析图5(b)可见，加入传统的环流抑制策略后，二次谐波明显减少，但四次谐波并无大幅度抑制。而由FFT分析图5(c)可见，本发明提出的环流抑制策略不仅有效抑制了四次谐波，而且还进一步抑制了二次谐波及其他高次谐波，显著提高了波形质量，验证了本发明所提控制策略的有效性。

图6(a)-(b)为A相上下桥臂电流仿真波形，从电流波形上看加入本发明所提控制策略后，桥臂电流更接近于正弦波，验证了本发明所提控制策略的有效性。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。