级联型H桥PWM整流系统及其控制方法与流程

本发明涉及一种高压整流装置及其控制方法，具体涉及一种级联型H桥PWM整流系统及其控制方法，属于高压大功率电力电子领域。

背景技术：

电能作为人们生活所必需的能源，其覆盖范围和应用程度代表着我国综合国力，随着经济和科技的发展，特别是电力电子技术迅猛发展，被大规模地运用在了电力领域。由于传统的整流系统不是受功率管的耐压和开关频率限制，就是受应用场合空间体积重量的限制，所以未来新型多电平变流器的研究必定向高效、小巧、控制更加灵活的方向发展。

在大功率变流器的应用中，人们希望电力电子装置能够拥有较大的运行功率，但现有的功率开关器件在拥有高开关频率时，往往难以承受较高的电压；反之，当开关器件有较大的功率承受力时，其所能达到的开关频率常常不高，由三相整流桥构成的整流装置，由于受到功率开关管的耐压值及其开关频率的限制，通常无法达到很大的容量，不符合电力系统的高压范围。要想在高压领域进行整流就必须利用级联的方式来提高系统的工作电压和输出功率，级联型H桥PWM整流器以其无需多重化变压器，占地面积小，效率高，而且还具有调剂速度快，运行范围宽等优点被广泛研究。

技术实现要素：

本发明的目的是为解决现有三相整流桥构成的整流装置，由于受到功率开关管的耐压值及其开关频率的限制，通常无法达到很大的容量，不符合电力系统的高压范围以及空间体积重量大，使用不便的问题，提出了一种级联型H桥PWM整流系统及其控制方法。

本发明为解决上述问题采取的技术方案是：本发明的级联型H桥PWM整流系统包括：三相交流电源、信号检测单元、控制单元、隔离驱动单元和整流电路单元；

所述三相交流电源的输出端连接信号检测单元的输入端，所述信号检测单元的输出端连接控制单元的输入端，所述信号控制单元的输出端连接驱动单元的输入端，所述驱动单元的输出端连接整流电路单元的输入端；整流电路单元的输出端连接信号检测单元；

所述信号检测单元采用电流霍尔模块CHB-25NP，实现三相电流检测，霍尔传感器副边电流由电阻R_M进行采样得到电阻R_M两端电压U_M，经过隔离、偏置、低通滤波和嵌位处理后输入到DSP的A/D转换口进行处理；所述信号检测单元的作用是检测出交流侧电感电流、电源电压；

所述控制单元包括核心控制器DSP和现场可编程门阵列FPGA；所述控制单元的作用是实现交流侧三相电流采样、电源电压采样、各级联桥直流侧电容电压采样、电流电压双闭环控制、CPS-SPWM波生成；所述控制部分采用单极倍频调制，令相位为180°的一组正弦调制波和三角波相比较产生PWM波，以控制开关管动作，将调制波v_T与三角载波ν_r相比较，若v_T大于ν_r则T1输出高电平，开关管S1导通，S2关断，反之，S2开通，S1关断；同理，令-ν_T与ν_r比较控制S3，S4状态；

所述隔离驱动单元的作用是将信号经隔离放大来驱动功率管；

所述整流电路单元采用星形接法，每相都采用6个H桥级联的方式，通过电感，直接接入电网。

进一步地，所述信号检测单元，采用电压霍尔模块CHV-50P来检测电源电压和直流侧电容电压。

所述的级联型H桥PWM整流系统的控制方法，采用了适用于级联H桥多电平变流器的载波相移正弦波脉宽调制策略，采用三级控制方式，先控制整体直流侧电压，再控制相间电压平衡，最后控制相内电压平衡，具体步骤为：

步骤a、给定一个直流侧的电压值U_ref，U_ref与实际反馈回来的各级直流侧电压U_dc总和的平均值进行比较，其差值经PI调节器后，得到调节直流侧电压的指令信号I_dref，将I_dref作为有功电流给定信号，进行CHBR直流侧与交流侧的能量交换，从而将U_dc调节至给定值U_ref；

步骤b、采用输出调制波补偿的方法平衡相间电压，U_dca、U_dcb、U_dcc为每相直流侧电容电压的平均值，计算三相直流侧电压平均值U_dc为参考电压，A，B，C各相直流侧电压平均值分别与之作差比较，经PI调节，输出量与实际电流的直流量作差比较，进行PI调节，再分别与三相交流进行倍乘，输出量Δu_cA、Δu_cB、Δu_cC即为相间直流电压变化对调制波的微小调节量；

步骤c、对各相内部电容电压进行平衡控制，通过对各正弦调制波进行微调实现对这些电容电压的控制，所需补偿电压调节信号由系统是发出还是吸收无功决定，若吸收无功，则所补偿电压调节信号应该为正，若发出无功，则所补偿电压调节信号应该为负，经过以上三级控制法控制直流侧电压所需调制比之和，即为最终三相电压调制波u_am、u_bm、u_cm。

进一步地，步骤a的具体步骤为：

步骤a1、对DSP系统的工作环境进行配置、系统中相关变量的初始化、各中断的初始化、判断是否开启中断子程序等，接着进入接收和发送数据的循环中，同时等待中断事件的发生，当中断被开启，暂时停止主循环，进入到相应的中断服务子程序中进行各种运算和配置PWM控制信号；

步骤a2、捕获中断子程序检测电网频率，完成数字锁相环，过零检测电路通过检测相电压信号的过零点来开启捕获中断子程序，当捕获中断子程序被开启，读取当前计数器的值同时在此中断子程序中启动定时器T1，并将预置的正弦表指针清零；

步骤a3、通过A/D中断子程序完成直流侧电压样、经过PI调节，得到给定的有功电流信号，无功电流的给定信号为0，然后通过电流内环控制、电压均衡控制及三相调制波的计算，改变开关管的开通时间，从而调节U_dc；

步骤a4、如果信号检测单元检测到系统出现过流现象，则及时将故障信号反馈给核心控制器DSP，通过过流保护电路封锁所有脉冲信号来保护系统硬件电路；如果未检测到过流现象，则执行步骤a5；

步骤a5、当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

进一步地，步骤b的具体步骤为：

步骤b1、捕获中断子程序检测电网频率，完成数字锁相环，过零检测电路通过检测相电压信号的过零点来开启捕获中断子程序，当捕获中断子程序被开启，读取当前计数器的值同时在此中断子程序中启动定时器T1，并将预置的正弦表指针清零；

步骤b2、首先计算出程序中给定的三相电压平均值，用A/D中断采样到的每相直流侧电容电压的实际值与给定值相减，差值进行PI调节，然后在通过电流环的PI控制器最终进行电压的平衡；

步骤b3、如果信号检测单元检测到系统出现过流现象，则及时将故障信号反馈给核心控制器DSP，通过过流保护电路封锁所有脉冲信号来保护系统硬件电路；如果未检测到过流现象，则执行步骤b4；

步骤b4、当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

进一步地，步骤c的具体步骤为：

步骤c1、捕获中断子程序检测电网频率，完成数字锁相环，过零检测电路通过检测相电压信号的过零点来开启捕获中断子程序，当捕获中断子程序被开启，读取当前计数器的值同时在此中断子程序中启动定时器T1，并将预置的正弦表指针清零；

步骤c2、检测系统的无功量，如果系统在吸收无功，则在A/D中断中，改变开关管的时间，使其进行正向的电压调节，反之则进行负向调节；

步骤c3、如果信号检测单元检测到系统出现过流现象，则及时将故障信号反馈给核心控制器DSP，通过过流保护电路封锁所有脉冲信号来保护系统硬件电路；如果未检测到过流现象，则执行步骤c4；

步骤c4、当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

有益效果：

第一，本发明的级联型H桥PWM整流系统的整流电路单元与电网直接连接，省去大量功率器件，降低了损耗，因此可以适当提高开关管的电压等级；

第二，本发明的级联型H桥PWM整流系统结构省去大量功率器件，且控制方法简单，实现的电平数量大大增加，并且各功率模块能平均分配电压，提高功率管的耐压值；

第三，本发明的级联型H桥PWM整流系统的控制部分采用单极倍频调制，令相位为180°的一组正弦调制波和三角波相比较产生PWM波，以控制开关管动作，将调制波v_T与三角载波ν_r相比较，若v_T大于ν_r则T1输出高电平，开关管S1导通，S2关断，反之，S2开通，S1关断；同理，令-ν_T与ν_r比较控制S3，S4状态，这样在开关管动作一次情况下，总的输出电压有两次脉动，即输出电压波形脉动频率是器件开关频率的两倍，这样就提高了等效开关频率，能以低开关频率实现高开关频率的效果，降低损耗，而且还提高输出波形质量；

第四，本发明的级联型H桥PWM整流系统省去体积、重量极大的变压器，体积更加小巧，控制更灵活；

第五，本发明的级联型H桥PWM整流系统的控制方法，先对整体直流侧的电压进行平衡，使直流侧的电压能达到给定值，然后进行三相每相的电压平衡，使其每相的直流电压相等，由于同型号的每个电容之间也会存在差异，所以进一步的进行相内电压平衡，减小电容之间差异产生的影响，这种三级控制方法能更好地平衡各相以及各个单元直流侧电容电压；

第六，本发明的级联型H桥PWM整流系统的控制方法采用DSP+FPGA的控制方式，DSP作为运算和控制部分，FPGA用来产生PWM波，这样大大提高了控制、运算速度，提高了整个装置的响应时间。

附图说明

图1系统整体框图；

图2 H桥级联模块与电网的连接图；

图3单极倍频调制原理图；

图4隔离驱动电路；

图5电压过零检测电路原理图；

图6电流检测电路原理图；

图7三相DQ系统控制框图；

图8相间电压平衡控制框图；

图9直流侧电压平衡控制框图；

图10有功、无功电流控制框图；

图11前馈解耦等效控制框图；

图12系统主程序流程图；

图13捕获中断子程序流程图；

图14 A/D中断子程序流程图；

图15故障保护中断子程序流程图；

图16主控制算法流程图；

图17交流侧A相电压、电流(放大10倍)波形；

图18 A相中各H桥单元交流侧输出电压波形；

图19级联H桥A相交流侧输出总的电压波形；

图20三相直流侧电压波形；

图21 A相直流侧六个电容电压波形。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1-3说明本实施方式，本实施方式的级联型H桥PWM整流系统如图1所示，包括：三相交流电源、信号检测单元、控制单元、隔离驱动单元和整流电路单元；

所述三相交流电源的输出端连接信号检测单元的输入端，所述信号检测单元的输出端连接控制单元的输入端，所述信号控制单元的输出端连接驱动单元的输入端，所述驱动单元的输出端连接整流电路单元的输入端；整流电路单元的输出端连接信号检测单元；

所述信号检测单元采用电流霍尔模块CHB-25NP，实现三相电流检测，霍尔传感器副边电流由电阻R_M进行采样得到电阻R_M两端电压U_M，经过隔离、偏置、低通滤波和嵌位处理后输入到DSP的A/D转换口进行处理；所述信号检测单元的作用是检测出交流侧电感电流、电源电压；

所述控制单元包括核心控制器DSP和现场可编程门阵列FPGA；所述控制单元的作用是实现交流侧三相电流采样、电源电压采样、各级联桥直流侧电容电压采样、电流电压双闭环控制、CPS-SPWM波生成；所述控制部分采用单极倍频调制，令相位为180°的一组正弦调制波和三角波相比较产生PWM波，以控制开关管动作，将调制波v_T与三角载波ν_r相比较，若v_T大于ν_r则T1输出高电平，开关管S1导通，S2关断，反之，S2开通，S1关断；同理，令-ν_T与ν_r比较控制S3，S4状态；

所述隔离驱动单元的作用是将信号经隔离放大来驱动功率管；

所述整流电路单元采用星形接法，每相都采用6个H桥级联的方式，通过电感，直接接入电网。

具体实施方式二：如图4所示，本实施方式在具体实施方式一的基础上进一步限定，所述隔离驱动单元的电路中采用光耦TLP250芯片，光耦的使用，能够减少信号延迟，实现了强电和弱电的隔离，提高了可靠性。

具体实施方式三：本实施方式在具体实施方式一的基础上进一步限定，如图5所示，所述信号检测单元，采用电压霍尔模块CHV-50P把三相电压降为幅值为5±0.5V的与电网同频同相的正弦信号，该信号经过处理电路最终得到0～3.3V的方波信号，以满足DSP2812对输入电压的要求，通过DSP捕获单元CAP3捕获该方波信号的下降沿，即可得到电网电压的过零点。

具体实施方式四：结合附图说明本实施方式，本实施方式的级联型H桥PWM整流系统控制方法，采用了适用于级联H桥多电平变流器的载波相移正弦波脉宽调制策略，采用三级控制方式，先控制整体直流侧电压，再控制相间电压平衡，最后控制相内电压平衡，具体方法为：

步骤a、如图7所示检测电路检测出交流侧电感电流、电源电压，如图10所示，基于Clark变换和Park变换计算出系统的有功电流i_d和无功电流i_q，由于要实现单位功率因数运行，则以0作为无功指令信号，直流侧给定电压与反馈电压之差经PI调节作为有功电流指令，如图11所示，引入i_d、i_q的前馈解耦控制实现对输入V_d、V_q的补偿，对有功和无功进行独立控制，从而控制整体输出直流电压和交流电流与电源电压的相位，变换得到电压的直流分量，通过反变换得到负载平衡情况下的调制波u_ca、u_cb、u_cc。

本步骤的具体方法是：

步骤a1、如图12所示对DSP系统的工作环境进行配置、系统中相关变量的初始化、各中断的初始化、判断是否开启中断子程序等，接着进入接收和发送数据的循环中，同时等待中断事件的发生，当中断被开启，暂时停止主循环，进入到相应的中断服务子程序中进行各种运算和配置PWM控制信号；

步骤a2、如图13所示捕获中断子程序检测电网频率，完成数字锁相环，过零检测电路通过检测相电压信号的过零点来开启捕获中断子程序，当捕获中断子程序被开启，读取当前计数器的值同时在此中断子程序中启动定时器T1，并将预置的正弦表指针清零；

步骤a3、如图14所示通过A/D中断子程序完成直流侧电压样、经过PI调节，得到给定的有功电流信号，无功电流的给定信号为0，然后通过电流内环控制、电压均衡控制及三相调制波的计算，改变开关管的开通时间，从而调节U_dc；

步骤a4、如图15所示如果信号检测单元检测到系统出现过流现象，则及时将故障信号反馈给核心控制器DSP，通过过流保护电路封锁所有脉冲信号来保护系统硬件电路；如果未检测到过流现象，则执行步骤a5；

步骤a5、当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

步骤b、如图8所示，采用输出调制波补偿的方法平衡相间电压，U_dca、U_dcb、U_dcc为每相直流侧电容电压的平均值，计算三相直流侧电压平均值U_dc为参考电压，A，B，C各相直流侧电压平均值分别于之作差比较，经PI调节，输出量与实际电流的直流量进行作差比较，进行PI调节，再分别与三相交流进行倍乘，输出量Δu_cA、Δu_cB、Δu_cC即为相间直流电压变化对调制波的微小调节量，本步骤的具体方法是：

步骤b1、如图13所示捕获中断子程序检测电网频率，完成数字锁相环，过零检测电路通过检测相电压信号的过零点来开启捕获中断子程序，当捕获中断子程序被开启，读取当前计数器的值同时在此中断子程序中启动定时器T1，并将预置的正弦表指针清零；

步骤b2、如图14所示首先计算出程序中给定的三相电压平均值，用A/D中断采样到的每相直流侧电容电压的实际值与给定值相减，差值进行PI调节，然后在通过电流环的PI控制器最终进行电压的平衡；

步骤b3、如图15所示，如果信号检测单元检测到系统出现过流现象，则及时将故障信号反馈给核心控制器DSP，通过过流保护电路封锁所有脉冲信号来保护系统硬件电路；如果未检测到过流现象，则执行步骤b4；

步骤b4、当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

步骤c、各相内部电容电压进行平衡控制，如图9所示，通过对各正弦调制波进行微调实现对这些电容电压的控制，所需补偿电压调节信号由系统是发出还是吸收无功决定，具体若吸收无功，则所补偿电压调节信号应该为正，若发出无功，则所补偿电压调节信号应该为负，经过以上三级控制法控制直流侧电压所需调制比之和，即为最终三相电压调制波u_am、u_bm、u_cm，本步骤的具体方法是：

步骤c1、如图13所示，捕获中断子程序检测电网频率，完成数字锁相环，过零检测电路通过检测相电压信号的过零点来开启捕获中断子程序，当捕获中断子程序被开启，读取当前计数器的值同时在此中断子程序中启动定时器T1，并将预置的正弦表指针清零；

步骤c2、如图14所示检测系统的无功量，如果系统在吸收无功，则在A/D中断中，改变开关管的时间，使其进行正向的电压调节，反之则进行负向调节；

步骤c3、如图15所示如果信号检测单元检测到系统出现过流现象，则及时将故障信号反馈给核心控制器DSP，通过过流保护电路封锁所有脉冲信号来保护系统硬件电路；如果未检测到过流现象，则执行步骤c4；

步骤c4、当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

控制原理：

通过对级联型H桥整流器CHBR的等效电路分析，将整个整流器的损耗等效为固定电阻R，连接电抗器及线路电感等效为电感L，CHBR交流侧输出电压为多电平阶梯波，谐波含量小，故可忽略谐波而只考虑其基波分量；认为系统三相对称，交流输出电压与电容电压成线性关系。那么，对于星形接法，在abc坐标系下，由基尔霍夫电压电流定律可得：

引入dq变换式(1)在旋转坐标系下变为：

式中，v_sd，v_sq，v_cd，v_cq分别为电网电压和CHBR输出电压的dq分量，i_d，i_q为CHBR输出电流的dq分量。根据式(2)可以得到CHBR输出电压v_cd，v_cq的表达式：

根据式(3)得到有功、无功电流控制框图如图9所示。

可以明显看出，CHBR系统是一个典型的耦合系统，i_d，i_q通过电抗器耦合，CHBR输出电压的变化会影响到输出电流的变化，并且dq轴相互影响，不利于控制。通过采取一定措施对dq轴解耦，可以使得控制更为简单，电流变换到dq轴后成为直流量，通过传统线性PI调节即可实现无静差调节。

前馈解耦控制策略如下，引入变量x₁，x₂：

由(3)和(4)可得：

通过对级联型H桥整流器CHBR的等效电路分析，将整个整流器的损耗等效为固定电阻R，连接电抗器及线路电感等效为电感L，CHBR交流侧输出电压为多电平阶梯波，谐波含量小，故可忽略谐波而只考虑其基波分量；认为系统三相对称，交流输出电压与电容电压成线性关系。那么，对于星形接法，在abc坐标系下，由基尔霍夫电压电流定律可得：

引入dq变换式(1)在旋转坐标系下变为：

式中，v_sd，v_sq，v_cd，v_cq分别为电网电压和CHBR输出电压的dq分量，i_d，i_q为CHBR输出电流的dq分量。根据式(2)可以得到CHBR输出电压v_cd，v_cq的表达式：

根据式(3)得到有功、无功电流控制框图如图10所示。

可以明显看出，CHBR系统是一个典型的耦合系统，i_d，i_q通过电抗器耦合，CHBR输出电压的变化会影响到输出电流的变化，并且dq轴相互影响，不利于控制。通过采取一定措施对dq轴解耦，可以使得控制更为简单，电流变换到dq轴后成为直流量，通过传统线性PI调节即可实现无静差调节。

前馈解耦控制策略如下，引入变量x₁，x₂：

由(3)和(4)可得：

则可得到控制框图如图11所示。

通过这种变换将dq轴的电流设计成两个PI控制器，其输出就是中间变量x₁，x₂，这样就可实现dq轴电流的解耦控制，CHBR控制系统控制框图如图1所示。图1中控制单元是由电压外环和电流内环组成的双闭环控制系统，电压外环控制直流侧整体电压，其给定电压与实测电压相比较经PI调节作为有功电流指令信号I_dref，由于要实现单位功率因数运行，则以0作为无功电流指令I_qref，CHBR输出电流的dq变换作为电流的内环反馈，指令信号与反馈信号进行比较，再进行PI调节，最后得到CHBR期望的输出电压V_cd和V_cq，由V_cd和V_cq反变换成三相相差120度的调制波，我们称之为一级调制波u_ca，u_cb，u_cc。

图16为主控制算法流程图。主要包括指令电流的计算和电流内环控制，其中指令电流计算包括无功指令和有功指令，无功电流指令给定为0，有功电流指令是通过给定电压与直流侧电压之差经PI调节得到。实测无功电流和有个电流是通过检测交流侧三相电流再通过abc/dq变换直接得到，电流内环控制的无功电流和有功电流分别与给定信号比较经PI调节。通过计算出v_cd和v_cq，再经过反变换，最终得到主控部分调制波。

图17是交流侧A相电压、电流波形。从图中可以看出，电压电流同相，电流信号实现了快速跟踪电压信号的效果，保证了级联H桥整流器装置单位功率因数运行。

图18是级联H桥中A相中各H桥单元的输出电压，由仿真可知，各单元输出为有一定相位差的PWM波，这些波形叠加之后输出波形为图19所示，可知交流侧输出电压波近似于正弦波，可见采用级联方式提高了系统输出电压，降低了各次谐波，若级联数增多，则输出电压更接近正弦波。

图20是三相直流侧电压波形，即每相中直流侧电容上电压的平均值，经过对直流侧母线电压的闭环控制后，直流侧母线电压基本上稳定在给定值1000V。

图21是A相直流侧六个电容电压波形，从图中可看出，经过相内电容电压的平衡控制，六个电容电压基本平衡。