本发明涉及电动汽车功率控制领域，具体涉及一种电动汽车v2g变换器控制方法。
背景技术：
v2g是vehicle-to-grid的简称，它描述了这样的一个系统：当混合电动车或是纯电动车不在运行的时候，通过联接到电网的变换器将汽车动力电池组的能量输给电网，反过来，当电动车的电池需要充满时，电能可以从电网供给电池。v2g可以应用于到任何可网络化的车辆，因为大部分的汽车平均有95％的时间都是停泊着，它们的电池可以将电能流向电网。
电动汽车v2g变换器用于实现电动汽车的v2g功能，当电网负荷较低时，电动汽车从电网吸收盈余的电力用于充电；当电网负荷较高时，电动汽车可作为储能源向电网回馈电力，以此使得电动汽车可以参与电网的削峰填谷，其动力电池可作为将来电网和分布式发电的储能缓冲环节，而用户也可以利用不同时段的电价差盈利。v2g变换器一般可用于车载充电机或是电动汽车充电桩，可以采用不同的主电路拓扑。目前v2g变换器的研究主要满足对电池充放电的需求，即实现有功功率的双向传递，仅少数研究能实现无功补偿，保证变换器运行在高功率因数状态下。但是现有的v2g装置不能实现无功功率的控制，不能实现变换器功率的四象限运行和调节功率因数。
对于电动汽车v2g装置的研究，近年来国内外有大量的文献进行了相应的研究。例如，哈尔滨工业大学的2015年硕士毕业论文，题为《电动汽车v2g车载式双向充电机的研究》，针对v2g变换器常用的电路种类进行了探讨，并针对小功率车载式变换器，选择了单相pwm整流电路和双有源桥式dc/dc电路构成的两级式结构，具有有效的电气隔离，并针对谐波抑制和功率因数校正制定了控制策略，但并没有对变换器的无功功率调节功能展开研究，仅具有无功补偿功能。
专利号为cn106208141a的专利，“一种具有无功补偿功能的v2g充放电装置”中，提供了一种v2g充放电装置的的电路结构，并提供了相应的配电电路、保护电路和控制器。在实现电动汽车与电网间双向充放电功能的同时，也针对效率低、谐波高及缺乏必要保护等缺陷，通过lcl滤波电路减小谐波，并通过主电路控制使变换器具有无功补偿功能，可以提高系统的功率因数。但是该装置也只具有功率因数校正的作用，并不能控制变换器的无功功率传输。
图1为现有的一种电动汽车v2g变换器的拓扑示意图，上述方案针对v2g变换器的功能设计需求提出了不同解决方案，但均具有一定的局限性。即只能控制有功功率的双向传输，但不能控制无功功率双向传输，仅具有无功补偿和功率因数校正的作用，不能满足在实现v2g变换器四象限运行、无功功率双向传输和调节功率因数的需求。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的不足，本发明提出了一种电动汽车v2g变换器控制方法，本发明在现有v2g功能的基础上，可以控制v2g变换器的无功功率双向传输，使得v2g变换器可以吸收电网多余的无功功率或者补偿无功功率缺额，从而可调节功率因数，实现功率四象限运行。
本发明采用下面的技术方案：
一种电动汽车v2g变换器控制方法，所述v2g变换器采用相互连接的前级ac/dc变换器和后级dc/dc变换器，方法包括以下过程：
采集电网侧的三相电压和三相电流，经坐标转换为直流交轴分量vq、iq和直轴分量vd、id，d、q分别对应于相电流的无功分量和有功分量；
采集第一电容两端电压vdc，设定参考电压vdc*，先基于电压外环反馈，后基于电流内环反馈采用上述vdc、vdc*和所述直流交轴分量vq、iq得到调制信号，该调制信号用于生成前级ac/dc变换器的开关管驱动信号；设定第一有功功率参考值，根据第一有功功率参考值得到参考电压vba*或参考电流iba*，采集第二电容两端电压vba或电流iba，基于电压闭环反馈或电流闭环反馈采用上述vba*、vba或iba*、iba得到调制信号，该调制信号用于生成后级dc/dc变换器的开关管驱动信号；上述过程用于实现有功功率的正向传输，即电动汽车动力电池的恒流-恒压充电过程以及实现正向有功功率的大小调节；
根据瞬时功率理论，设定第二有功功率参考值，基于电流内环反馈采用第二有功功率参考值、所述直流交轴分量vq、iq得到调制信号，该调制信号用于生成前级ac/dc变换器的开关管驱动信号；采集第一电容两端电压vdc，设定参考电压vdc*，基于电压闭环反馈采用上述vdc*和vdc得到调制信号，该调制信号用于生成后级dc/dc变换器的开关管驱动信号；上述过程用于实现有功功率的反向传输，即电动汽车动力电池的v2g过程以及实现反向有功功率的大小调节；
进一步的，根据瞬时功率理论中的下式，设定第二有功功率参考值，再除以电网电压q轴分量即
其中p为有功功率，q为无功功率。
根据瞬时功率理论，设定无功功率参考值，基于电流内环反馈采用所述直流交轴分量vq、直流直轴分量vd、id得到调制信号，该调制信号用于生成前级ac/dc变换器的开关管驱动信号；通过改变所述无功功率参考值的大小实现无功功率的大小调节，通过改变所述无功功率参考值的正负实现无功功率的传输方向调节。
进一步的，根据瞬时功率理论中的下式，设定无功功率参考值，再除以电网电压q轴分量即
其中p为有功功率，q为无功功率。
进一步的，在所述双向有功功率和无功功率的传输过程中，对直流交轴分量iq和直流直轴分量id进行解耦合，并将解耦合后的输出叠加至电流内环反馈用于消除有功分量和无功分量之间的耦合扰动。
进一步的，所述解耦合的方法为：对直流交轴分量iq和直流直轴分量id乘以一个与所述电感单元的电感值有关的比例系数ωl。
有功功率正向传输时，所述解耦合后的输出叠加至电流内环反馈的具体关系为：
其中vqre、vdre为电流内环反馈的输出，vq*和vd*为电流内环反馈的中间量。
有功功率负向传输时，所述解耦合后的输出叠加至电流内环反馈的具体关系为：
其中vqre、vdre为电流内环反馈的输出，vq*和vd*为电流内环反馈的中间量。
进一步的，坐标转换的具体方法为：采用锁相环得到电网基波相角θ或频率f，通过变换将三相对称静止坐标系下电网侧的三相电压和三相电流转换到与电网基波频率f同步的旋转坐标系，旋转坐标系具有d轴和q轴，其中q轴与电网电动势同相位。
进一步的，当有功功率正向传输时，检测第二电容两端电压vba或电池组soc，并将vba或电池组soc与设定临界值比较，根据比较结果切换并选择后级dc/dc变换器向电动汽车动力电池进行恒流充电或者恒压充电。
当有功功率正向传输时，采集第二电容两端电压vba，与参考电压vba*比较，经调节器输出得到超前相角
进一步的，所述调制信号用于生成前级ac/dc变换器开关管驱动信号的方法为：基于电流内环反馈的输出经坐标反变换转化为三相正弦调制波，与三角载波比较后经spwm调制得到各桥臂开关管的驱动信号。
进一步的，所述调制信号用于生成后级dc/dc变换器开关管驱动信号的方法为：基于电流闭环反馈或电压闭环反馈的输出经单移相调制后得到含移相角的调制波，再经过pwm调制与三角载波比较得到各桥臂开关管的驱动信号。
本发明的有益效果：
(1)本发明的v2g变换器不仅是v2g充放电机，还可以作为无功发生器，调节变换器的功率因数；实现了v2g变换器在功率四象限中的传输控制。
(2)本发明的这种两级式电路结构，可以实现电网侧和电池侧的电气隔离，并且适用于电动汽车v2g充电桩等大功率场合。
附图说明
图1为现有的一种电动汽车v2g变换器的拓扑示意图；
图2为前级ac/dc变换器整流状态下的控制框图；
图3为前级ac/dc变换器逆变状态下的控制框图；
图4为后级dc/dc变换器单移相控制波形；
图5为后级dc/dc变换器恒压恒流充电控制框图。
具体实施方式：
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明：
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
如图1所示：本发明由两级结构：前级双向ac/dc变换器和后级双向dc/dc变换器组成。前级ac/dc变换器通过滤波电感将三相端口与电网相连，采用三相电压型(voltagesourceconverter,vsc)全桥pwm变换器，abc三相各相均有一组桥臂，每组的上下桥臂中间通过电感与电网三相相连，各桥臂均采用igbt开关管；后级dc/dc变换器采用双有源主动桥式变换器(dualactivebridge,dab),该电路具有两组h桥，每个h桥包含四个igbt开关管。通过中间的高频变压器联接，原边h桥通过一个滤波电容c1与前级变换器直流侧相连，副边h桥通过另一滤波电容c2后作为与电动汽车动力电池相连的电池侧端口。两级变换器按上述顺序，依次分别连接交流电网侧、直流侧和电池侧。前级变换器主要用于控制网侧的双向有功和无功功率的传输控制，使变换器四象限运行；后级变换器主要用于控制电池侧的有功功率传递，实现对电池的放电和充电控制。
前级ac/dc变换器经过滤波电感l与配电网变压器低压侧相连，输入有效值220v的三相交流电，r为线路等效电阻。电感l除了可以用作交流侧输入滤波外，还具有buck/boost变换性能、隔离网侧电动势和交流侧电压、维持控制系统稳定、允许v2g变换器四象限运行，从而可控制v2g变换器无功或有功功率双向传输的作用。当有功功率正向流动，即功率由交流侧流向直流侧时，变换器以整流状态运行，呈现boost电路升压特性；当有功功率反向流动，即功率由直流侧流向交流侧时，变换器以逆变状态运行，呈现buck电路降压特性。
后级dc/dc变换器为电磁隔离的dab电路。两侧为对称的h桥结构，每个h桥有两组桥臂，每个桥臂上下各有一个igbt开关管，桥臂中间通过高频变压器连接。lr为串联电感与变压器漏感之和，用于储存和传递能量。变压器变比为n:1，改变变比n可以针对不同规格电池组的充放电电压保证系统电压匹配。电容c2为主电路和动力电池之间的并联电容，用于稳定电池侧的直流电压并滤除谐波。
其中va、vb、vc为网侧电动势；ia、ib、ic为变换器交流侧电流；vdc为ac/dc级直流侧电压，也即dc/dc级变压器左侧的原边h桥端口电压；vba为变压器右侧的副边h桥端口电压，也是电池两端电压；iba为流过电池的电流；vp、vs分别为变压器原副边电压，il为电感lr的电流。规定正向功率的流向是从电网侧流向电池侧。
该v2g变换器实现了电网侧与电池侧的电气隔离，避免功率双向流动时直接的电气接触对电网或电池带来不必要的影响。同时该电路功率密度大，传递效率高，适合充电桩之类的大功率应用场合，合理选取控制方式可以实现软开关，减小开关损耗。
v2g控制器充放电模式下，控制方法具体如下：
对于前级ac/dc变换器的控制：
ac/dc变换器的目标是控制电网侧电流以及和网侧的有功和无功功率交换。
有功功率正向流动时，控制框图如图2所示，控制电路采用双闭环控制，电压外环控制直流侧输出电压稳定，电流内环控制交流侧输入电流大小和相位。通过三相对称静止坐标系abc到以电网基波频率f同步的旋转坐标系dq的坐标变换，将采集到的电网侧三相基波正弦变量电压va、vb、vc和电流ia、ib、ic转换为直流的交轴分量vq、iq和直轴分量vd、id。坐标变换需要的相角θ或频率f通过锁相环得到，锁相环可以使得电流电压同相位，并使得q轴与电网电动势同相位，从而采集θ得到的dq分量中，q轴对应于相电流的有功分量，d轴对应无功分量，从而可以独立控制电网侧有功分量和无功分量。直流侧采样的电压vdc与参考电压vdc*比较作为电压外环输入，经调节器pi输出得到q轴电流参考值iq*，与q轴反馈电流比较得到电流内环输入。同理，d轴电流参考值id*与id反馈值比较得到d轴电流内环输入，由于d轴与无功分量重合，因此参考id*＝0可以最终控制变换器无功功率接近0，功率因数为1，从而可以保证v2g模式时仅对电池充放电，传递有功功率。前馈解耦环节用于消除电流环中d、q轴电流变量存在耦合，将采样的d、q轴电流乘以一个与电感值有关的比例系数ωl，用于叠加到电流环输出，以减少控制器设计中的耦合扰动影响。d、q轴电流内环相互对称，其调节器的输出vq、vd与解耦后的交直轴电流前馈以及d、q轴下电网电动势扰动量的电压前馈补偿按如下关系式求和：
得到电流内环输出vqre、vdre，经坐标反变换转化为三相正弦调制波，与三角载波比较经spwm调制得到各桥臂开关管的驱动信号。由双极性pwm信号驱动桥臂上下开关管互补导通。
有功功率反向流动时，控制框图如图3。由于逆变器直接并网，因此输出侧三相交流电压自动与电网同步，不再需要进行控制，所以控制可略去电压外环，只需要电流内环，控制交流侧电流。其采样和坐标变换、内环调节器结构及内环输出后的spwm波产生过程与正向类似。而电流闭环输出vqre、vdre满足的反馈求和关系式略有不同，如下式：
对于后级dc/dc变换器的控制：
其目标是控制动力电池不同的充电方式和放电过程，实现与电池间的有功传输。
dab电路采用的单移相控制下开关信号如图4所示。每个h桥上的开关管均由占空比为0.5的方波信号驱动，各桥臂上下开关信号互补，相邻桥臂开关管轮流导通。单移相通过在两侧h桥的方波信号间引入移相角
为了在参考移相角的同时稳定输出侧的电压或电流，本实施例采用闭环反馈调节器来自动调节合适的相角。
当功率正向流动时，需要给电池先恒流再恒压充电，如图5所示。采集高频变压器副边电池端电压vba，与参考电压原边vba*比较，经调节器输出得到超前相角
当功率反向流动时，反馈电压取变压器原边直流电容c1两端电压vdc，与参考值vdc*比较经调节器输出滞后相角
对于无功功率的双向传输控制：
根据上述分析，q、d轴可以分别独立的控制有功电流和无功电流，因此在交流侧电压与电网同步时，就可以通过id、iq分别控制有功功率和无功功率。为此引入pq控制和无功功率控制，如图2、图3中所示。
根据瞬时功率理论，在abc到dq0的派克变换中，选取q轴与电网电压矢量同方向即通过锁相环使得旋转坐标系角速度等于电网电压频率、电网电压初相角等于旋转坐标系的q轴初相角，就可以得到dq0坐标系下简化的有功功率和无功功率计算式：
依据公式(3)，有功功率反向流动时，通过ac/dc逆变状态前引入pq控制实现。pq控制的p计算环节，通过参考需要输送给电网的有功指令信号pref，再除以电网电压q轴分量即
同样按照公式(3)的计算方法，无功功率的控制可以通过pq控制中的q计算环节或者无功功率控制完成。参考电网无功功率需求的参考值qref，除以
综上所述：ac/dc变换器采用基于直接电流控制的电压电流双闭环反馈，含有坐标变换环节和前馈解耦环节。同时引入pq控制环节，通过功率指令信号直接控制有功功率和无功功率。双闭环控制器输出的信号经过spwm调制，得到控制开关管通断的pwm波信号。有功功率正向传输时，变换器工作在整流状态供电池充电，电压外环用来稳定直流侧电压，电流内环用来控制交流侧电流。有功功率反向流动时，变换器工作在逆变状态将放电能量传递给电网，由于逆变器直接并网，因此可略去电压环，仅通过电流环控制交流侧电流。由于经过坐标变换，可实现有功和无功电流的独立控制，因此无论变换器工作在整流还是逆变状态，都可以独立的控制无功功率大小和流向，从而可以吸收电网盈余的无功功率或补偿亏损的无功功率。
dc/dc变换器采用单移相控制，每一组h桥均采用双极性调制，调制后的pwm方波控制开关管通断。两侧h桥方波信号间有移相角，改变移相角可以控制有功功率的正反向传递。功率正向传递时电池侧端口的电压电流信号作为电压和电流闭环的反馈输入信号，用于控制端口输出恒压或者恒流，通过检测电池荷电状态(stateofcharge,soc)或端电压控制充电模式切换，可以实现电池的先恒流再恒压充电。功率反向传递时，直流侧端口电压信号输入电压闭环，用于稳定放电时的直流测电压。电压电流闭环调节器的输出信号为不同值的移相角。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。