一种双向传输磁隔离反馈电路及其实现方法与流程

本发明涉及一种反馈电路，具体涉及一种双向传输磁隔离反馈电路及其实现方法。

背景技术：

在产品中需要设计磁反馈电路，目前常用的使用uc1901芯片的磁反馈电路设计较为复杂，其工作时将会产生另外一个频率，容易与产品本身的工作频率形成干扰，同时项目要求产品中需要设计过流保护电路，采用这种磁反馈方案的同时另外设计过流保护电路将使产品的布局较为困难。

目前在厚膜混合集成电路中使用较多的磁反馈电路主要为以下两种方案：

方案一：如图1所示，在输出次级采用脉冲幅度调制器（pam）uc1901，输出电压直接取样，作为脉冲幅度调制器的输入，再与脉冲幅度调制器内基准比较、误差放大，控制脉冲幅度调制器的a、b路输出幅值，经变压器隔离、耦合，峰值检波输出直流电压去控制脉宽调制器的占空比，实现输出电压的闭环控制。该方案的缺点是：uc1901在产生载波信号的时候,其工作频率与dc/dc变换器本身的工作频率会相互形成一定的干扰。

方案二：如图2所示，同方案一的机理类似，区别为方案一的载波信号为uc1901产生，而方案二的载波信号通过从变压器取样产生。次级的误差信号通过调制与解调之后，传递给pwm反馈端，实现输出电压的稳定。方案二的优点是电路结构比较简单，但其空载工作时变压器信号不宜控制，需要在产品的输出端增加“死负载”进行调节，进而增加一定的损耗。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种双向传输磁隔离反馈电路，有效避免不同工作频率所产生的互相干扰，同时，当dc/dc变换器在不同输入电压及不同负载的工作状态下时，其振荡信号稳定，不需要增加“死负载”。

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种双向传输磁隔离反馈电路，包括隔离变压器t2，二极管d3，三极管v1，比较器u1及运算放大电路，所述比较器u1的同相输入端经分压电路与电源相连，比较器u1的反相输入端与pwm控制信号端相连，比较器u1的输出端经恒流源电路与隔离变压器t2的初级线圈的同名端相连，所述隔离变压器t2的次级线圈的同名端经整流滤波电路与运算大放电路的输入端相连，所述运算放大电路的输出端与三极管v1的基极相连，三极管v1的发射极与二极管d3的阴极相连，二极管d3的阳极与隔离变压器t2的次级线圈的异名端相连，所述三极管v1的集电极接地，其基极经电容c30接地。

上述方案中，所述运算放大电路包括运算放大器u2、二极管d5及精密可调稳压器n1，所述二极管d5的阳极经电阻r41与三极管v1的基极相连，其阴极与运算放大器u2的输出端相连，所述运算放大器u2的反向输入端依次经电容c28、电阻r40与二极管d5的阳极相连，运算放大器u2的同相输入端与精密可调稳压器n1的参考端及阴极相连，所述精密可调稳压器n1的阳极接地，其阴极经电阻r35与恒流源电路相连。

上述方案中，所述恒流源电路包括三极管v2及二极管d1，所述三极管v2的基极经电阻r36与比较器u1的输出端相连，所述三极管v2的发射极依次经电阻r38、r37与其基极相连，三极管v2的集电极与二极管d1的阴极相连，二极管d1的阳极为pwm控制信号反馈端。

上述方案中，所述整流电路包括二极管d2及电容c32，所述二极管d2的阳极与隔离变压器t2的次级线圈同名端相连，其阴极与恒流源电路的输入端相连，所述电容c32的一端与二极管d2的阴极相连，其另一端接地。

上述方案中，所述分压电路包括电阻r42及电阻r43，所述电阻r42的一端与电源相连，其另一端与比较器u1的同相输入端相连，电阻r43的一端与比较器u1的同相输入端相连，其另一端接地。

上述方案中，还包括斩波电路，所述斩波电路由二极管d4及二极管d6构成，所述二极管d4的阴极与变压器t2的次级线圈同名端相连，其阳极接地，所述二极管d6的阴极与变压器t2的次级线圈异名端相连，其阳极接地。

一种双向传输磁隔离反馈电路的实现方法，包括以下步骤：

（1）利用pwm控制芯片的振荡锯齿波与基准信号通过比较得到方波控制信号，通过该方波信号控制恒流源电路，通过恒流源电路为隔离变压器t2进行周期充电；

（2）隔离变压器t2的初级线圈将得到的方波信号感应到隔离变压器t2的次级，经整流滤波电路进行处理，得到稳定的输出电压。

（3）隔离变压器t2的输出端的电压经分压后通过运算放大电路与基准电压进行比较，得到误差信号，该误差信号通过三极管v1的导通深度变换后映射到隔离变压器t2的初级，并经二极管d1反馈至pwm控制芯片的反馈端形成闭环通路。

由上述技术方案可知，本发明所述的双向传输磁隔离反馈电路及其实现方法是可以进行双向传输的磁反馈技术，其载波信号取自dc/dc变换器pwm的振荡信号，有效避免了方案一中不同工作频率所产生的互相干扰，同时，当dc/dc变换器在不同输入电压及不同负载的工作状态下时，其振荡信号稳定，不需要增加“死负载”。

附图说明

图1是现有技术原理图；

图2是现有技术原理图；

图3是本发明的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

如图1所示，本实施例的双向传输磁隔离反馈电路，包括隔离变压器t2，二极管d3，三极管v1，比较器u1及运算放大电路1，比较器u1的同相输入端经分压电路4与电源相连，比较器u1的反相输入端与pwm控制信号端相连，比较器u1的输出端经恒流源电路2与隔离变压器t2的初级线圈的同名端相连，隔离变压器t2的次级线圈的同名端经整流滤波电路与运算大放电路1的输入端相连，运算放大电路1的输出端与三极管v1的基极相连，三极管v1的发射极与二极管d3的阴极相连，二极管d3的阳极与隔离变压器t2的次级线圈的异名端相连，三极管v1的集电极接地，三极管v1的基极经电容c30接地。本实施例中，还包括斩波电路，该斩波电路由二极管d4及二极管d6构成，该二极管d4的阴极与变压器t2的次级线圈同名端相连，二极管d4的阳极接地，二极管d6的阴极与变压器t2的次级线圈异名端相连，二极管d的阳极接地。

运算放大电路1包括运算放大器u2、二极管d5及精密可调稳压器n1，二极管d5的阳极经电阻r41与三极管v1的基极相连，其阴极与运算放大器u2的输出端相连，运算放大器u2的反向输入端依次经电容c28、电阻r40与二极管d5的阳极相连，运算放大器u2的同相输入端与精密可调稳压器n1的参考端及阴极相连，精密可调稳压器n1的阳极及三极管v1的集电极接地。整流电路3包括二极管d2及电容c32，二极管d2的阳极与隔离变压器t2的次级线圈同名端相连，其阴极经r35与运算放大器u2的同相输入端相连，电容c32的一端与二极管d2的阴极相连，其另一端接地。

恒流源电路2包括三极管v2及二极管d1，三极管v2的基极经电阻r36与比较器u1的输出端相连，三极管v2的发射极依次经电阻r38、r37与其基极相连，三极管v2的集电极与二极管d1的阴极相连，二极管d1的阳极为pwm控制信号反馈端。分压电路4包括电阻r42及电阻r43，电阻r42的一端与电源相连，其另一端与比较器u1的同相输入端相连，电阻r43的一端与比较器u1的同相输入端相连，其另一端接地。

在隔离变压器c2的初级侧，利用pwm控制芯片的振荡锯齿波与基准信号通过比较得到一个方波控制信号，通过该方波信号周期性控制一个电流源，同时利用电流源给隔离变压器t2进行逐周期充电，这样在隔离变压器t2的初级也能得到一个方波信号，该方波信号被感应到隔离变压器t2的次级，经过两个二极管d4、d6构成的斩波电路分别斩波后，形成两个互补的方波信号，此两个方波信号的频率与电源的主开关频率相同，其中一个方波信号用于调制载波信号，另外一个方波信号经过整流滤波电路3以后给次级的误差放大器u2供电。电源的输出电压经过取样并与基极电压比较以后得到一个误差信号，该误差信号利用前面载波信号进行幅度调制后，形成一个脉冲信号，该信号被隔离变压器t2传送到初级，最后经过解调电路变换为直流信号连接到pwm反馈端，使环路受控。在整个传递过程中，载波信号的调制方式为调幅，其工作频率保持不变。

从图中3可以看到，pwm控制芯片的振荡波形与电阻r42，r43分压所得的电压通过比较器u1进行比较，得到一个方波信号，用此方波信号驱动由电阻r36、r37、r38及三极管v2组成的恒流源电路2，以周期形式为信号变压器t2充电，将初级信号传递至次级。在次级部分，隔离变压器t2的次级线圈同名端的信号经二极管d2与电容c32组成的整流滤波电路3进行处理得到一个稳定的输出电压，此输出电压的源是由uc1843振荡产生的锯齿波，所以其在dc/dc变换器输出空载，短路等任何状态时都将保持稳定。在次级部分，dc/dc变换器输出端的电压经由分压电阻r42、r43分压后，经变压器t2的次级线圈异名端由运算放大器u2与基准电压进行比较，误差信号通过二极管d5，r41,c30控制三极管v6的导通深度，此时，隔离变压器t2的次级线圈的异名端的信号经由二极管d3钳位,产生一个方波信号，此信号随着三极管v6的导通深度进行变化，其变化映射至初级，通过二极管d1的阳极反馈至pwm控制芯片的反馈端，最终形成闭环。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。