用于半谐振电源转换器中的相位对准方法和装置与流程

本申请涉及多相半谐振和谐振转换器，并且具体涉及用于对准这种转换器的相位的开关控制信号的定时的技术。

背景技术：

包括隔离拓扑和非隔离拓扑的谐振dc-dc转换器和半谐振dc-dc转换器被用于多种应用中，包括电信设备、消费电子设备、计算机电源等。这种转换器的使用越来越受欢迎，因为它们的零电压开关(zvs)和/或零电流开关(zcs)特性以及它们利用电子电路固有的寄生电特性的能力。在许多拓扑中，具有变压器/中心抽头电感器的半谐振转换器是提供高电压转换比而不需要隔离的有吸引力的拓扑。与其它解决方案相比，这种转换器提供了更低成本和更高效率的优点。

一种类型的半谐振转换器包括高侧开关和低侧开关，其将来自输入源的功率传递给向负载提供输出功率的中心抽头电感器。中心抽头电感器也连接到第二低侧开关，其在本文中被称为同步整流(sr)开关。为了满足半谐振转换器的负载(例如，向负载提供接近恒定的输出电压)的功率要求，许多半谐振dc-dc转换器采用可变开关频率，其中开关周期(period)可以在循环(cycle)之间变化。在每个开关周期的一部分期间，sr开关将被使能，以使得电流流经sr开关。对于上文所描述的半谐振变换器，在开关周期的该部分期间的电流将被成形为一个正弦周期的半循环。该半循环正弦曲线的时间间隔通过半谐振转换器的无源电路内的电抗元件来确定，例如，电感/电容(lc)谐振回路(resonanttank)的固有频率和半谐振dc-dc转换器内的其它无源分量确定该时间间隔。

当相关开关两端的电压或电流处于或接近零时，非常需要接通或关断谐振dc-dc转换器或半谐振dc-dc转换器的功率开关。这种软开关具有最小化开关损耗的优点，因此，与硬开关电压转换器相比，软开关谐振转换器和软开关半谐振转换器可以以高得多的效率运行。附加地，软开关避免了由于与硬开关相关联的高频谐波而引起的电磁干扰(emi)。

流经在半谐振转换器内的sr开关的半循环正弦形电流的时间间隔确定sr开关何时被禁用。为了实现所需的零电流开关(zcs)，当该电流返回到零时，sr开关应该被禁用。半谐振转换器的电抗分量确定该时间间隔。虽然该时间间隔可以基于电路中的电感元件和电容元件来计算，但是由于电抗元件的变化，这样计算的时间间隔不会是完美的。更具体地说，电感器部件和电容器部件各不相同(如通常被分配给这样的部件的公差所指示的)，电路的固有(寄生)电抗引入变化，并且温度改变可以更改一些部件的电抗。

为了最小化电压转换器的输出处的电压纹波和电流纹波并且使其功率输出放大，电压转换器可以利用多个相位。这些相位各自有效地分离电压转换器，其中每个电压转换器与公共输入电压源相连并且为公共输出负载供电。为了维持稳定性并且最小化纹波，相位应当通过公共开关频率来驱动，但是开关控制信号能够及时交错到相位中的每个相位。

多相半谐振转换器的问题在于，由于相位中的每个相位内的电感和电容的变化，所以半循环正弦形电流的时间间隔在相位之间变化。对于所有相位使用公共(但可变)开关频率并且使用控制信号的交错版本来驱动半谐振转换器的每个相位的sr开关的控制器将不会实现如早前所描述的零电流开关(zcs)。更具体地，半谐振电压转换器的一些相位的半循环正弦形电流的时间间隔可以相对较短，而其它则可以相对较长。这意味着控制器可能禁用某些相位的sr开关，而正电流仍然流经sr开关，并且当负电流流经这些sr开关时，可以禁用其它sr开关。由于不能实现在这种电压转换器的每个相位中的sr开关的zcs，所以降低了多相半谐振转换器的效率。

因而，需要改进的技术，其当流经每个相位的sr开关的电流不为零时，避免在多级半谐振转换器中关断sr开关。

技术实现要素：

根据多相电压转换器的实施例，该电压转换器包括多个相位和控制电路。每个相位包括同步整流(sr)开关，当接通并且导通开关时，通过该开关来传导半循环正弦形电流。控制电路使用脉冲宽度调制(pwm)控制信号来控制每个相位中的sr开关的逐循环切换，其中每个pwm控制信号具有开关周期和占空比。控制电路选择相位中的一个相位作为参考相位，其中参考相位的pwm控制信号的开关周期和占空比被设置成使得：通过参考相位的sr开关传导的半循环正弦形电流在每个开关循环内关断sr开关的时刻经过零(或几乎经过零)。接下来，其它相位的pwm控制信号的开关周期和占空比被设置为参考相位的开关周期和占空比。然后，控制电路调整其它相位中的每个相位的pwm控制信号的占空比，使得当在每个开关循环内关断sr开关时，通过其它相位的sr开关传导的半循环正弦形电流经过零(或几乎经过零)。

根据方法的实施例，提供了一种用于对准多级电压转换器中的相位的方法。多相电压转换器的每个相位包括同步整流(sr)开关，当接通sr开关时，通过该开关来传导半循环正弦形电流。该方法通过经由脉宽调制(pwm)控制信号控制每个相位的逐循环开关来执行，其中每个pwm控制信号具有开关周期和占空比。选择其中一个相位作为参考相位，并且参考相位的pwm控制信号的开关周期和占空比被设置成使得：通过参考相位的sr开关传导的半循环正弦形电流在每个开关循环内关断sr开关的时刻经过零(或几乎经过零)。接下来，其它相位中的每个相位的pwm控制信号的开关周期和占空比被设置为参考相位的开关周期和占空比。然后，其它相位中的每个相位的pwm控制信号的占空比被调整成使得当在每个开关循环内关断sr开关时，通过其它相位的sr开关传导的半循环正弦形电流经过零(或几乎经过零)。

在阅读以下的详细描述、并且在查看附图之后，本领域技术人员将认识到附加的特征和优点。

附图说明

附图的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记表示对应的相似部件。可以组合各种所说明的实施例的特征，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施例，并且在下面的描述中进行详述。

图1图示了包括控制电路的多相电压转换器的实施例的框图，其中每个相位包括功率级、无源电路和同步整流(sr)开关级。

图2图示了如图1所示的电压转换器的一个相位的实施例的电路图。

图3图示了如可以在诸如图1所示的半谐振电压转换器的一个相位中生成的电压和电流波形。

图4图示了如可以用于控制如图1所示的可变频率电压转换器中的高侧控制开关的脉宽调制(pwm)波形。

图5图示了用于控制如图1所示的电压转换器的多个相位中的每个相位中的高侧开关的pwm波形。

图6图示了用于控制多个相位中的每个相位的高侧开关的pwm波形，以及用于诸如图1的电压转换器之类的电压转换器中的多个相位中的每个相位的通过sr开关的电流波形。

图7图示了用于控制多个相位中的每个相位的高侧开关的pwm波形，以及在pwm占空比已经被调整以通过处于非参考相位中的sr开关实现零电流切换之后，诸如图1的电压转换器之类的电压转换器中的多个相位中的每个相位的通过sr开关的电流波形。

图8图示了用于控制诸如图1所示的电压转换器之类的电压转换器的两相版本的高侧开关的pwm波形，以及通过非参考相位的sr开关的电流波形，其中响应于瞬变负载改变已经调整了波形，使得维持通过sr开关的零电流切换。

图9图示了与用于对准多相电压转换器的相位的方法相对应的流程图，使得通过多相电压转换器中的sr开关实现零电流切换。

具体实施方式

本文中所描述的实施例提供的技术用于对准多相电压转换器中的相位中的每个相位内的功率开关的开关定时，使得当电流流经同步整流(sr)开关时，并不关断每个相位中的同步整流(sr)开关。sr开关被包括在电源转换器拓扑中，其包括变压器/中心抽头电感器(以下简称为“中心抽头电感器”)，并且用于将中心抽头电感器耦合至地。这种拓扑结构允许高电压转换比，而不需要隔离。因为其能够支持高电压转换比，所以该拓扑特别适用于需要提供相对低电压和相对高电流的输出电源的应用。这转换成当关断sr开关时流经sr开关的相对高的电流水平，其包括潜在地显著的电流水平(正或负)。为了实现电压转换器的高效率并且避免生成过大的电磁干扰(emi)，sr开关在其仍然传导大电流的同时不应当被关断。下文所描述的技术确保只有当流经sr开关的电流为零或接近零时，sr开关才被关断。

将在以下详细描述和相关联的附图中提供多相电压转换器内的多相电压转换器电路和方法的各种实施例。所描述的实施例提供了用于解释的特定示例，并不意味着限制。来自示例实施例的特征和方面可以被组合或重新布置，除非上下文不允许这一点。

图1图示了多级电压转换器100的实施例，其被配置成输入来自电源vin的功率并且输出用于驱动负载120的功率。电压转换器100将电流iout供应给负载120以及用来过滤输出电压vout的电容器c0。图1的电压转换器包括多个相位130、180和190。被视为表示多个相位的相位1(130)以框图的形式图示，其被理解为其它相位可能被类似地配置。

如所说明的，相位1(130)包括将功率级132耦合至电压转换器输出vout的无源电路134。功率级132输入用于控制其中的开关的开关控制信号hs1ctrl和ls1ctrl。功率级132内的开关通常需要驱动器(为了便于说明，未示出)。无源电路134耦合至同步整流(sr)开关级138，其用来可切换地将无源电路134耦合至地。sr开关级138包括sr开关(未示出)，其也通常需要驱动器(为了便于说明，未示出)。

控制电路110控制电压转换器100的相位中的每个相位的功率级和sr开关级的开关。控制电路110基于负载要求来确定电压转换器的开关频率，并且驱动电压转换器100的相位中的每个相位的开关控制信号(例如，hs1ctrl，ls1ctrl，sr1ctrl)。这些控制信号通常是脉冲宽度调制(pwm)波形，每个波形都以基于负载120的要求来通过控制电路110确定的频率和占空比来驱动。控制电路110包括负载瞬变检测器115，其通常输入输出电压vout或其测量值，用于检测负载瞬变。电压转换器100的开关频率是可变的，并且随着负载要求的改变而改变。

可以使用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)来实现控制电路110，其可以使用主要包括数字部件的处理器电路来实现，或者可以使用模拟硬件部件和处理器电路的组合来实现。处理器电路可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或多个。控制电路110还可以包括存储器，例如，诸如闪存之类的非易失性存储器，其包括供处理器电路使用的指令或数据。控制电路110输入几个传感器信号(例如，iout、vout、每个相位的sr开关级的电流测量值)，以估计负载120的功率需求，并且否则有助于生成开关控制信号。

为了维持稳定性并且减少电压转换器100的输出vout处的纹波，电压转换器100的多个相位通常在电压转换器100的开关循环期间使用相同的开关频率来驱动。控制电路110确定给定时间点的负载要求。基于这些负载要求和可能的当前循环的开关频率，控制电路110将确定即将到来的(下一个)循环的开关频率(和相关联的时间周期)。对于电压转换器的超前相位，该即将到来的开关频率(和相关联的时间周期)用于在即将到来的开关循环内生成超前相位中的开关(例如，hs1ctrl、ls1ctrl、sr1ctrl)中的每个开关的pwm波形。及时延迟(交错)的这些pwm波形的版本用于在即将到来的开关循环内驱动电压转换器的其它(非超前)相位中的开关。控制电路110在每个开关循环内重复该过程。为了进一步解释该定时，现在将描述电压转换器100的单相(例如，相位1(130))的电路实现方式，之后描述在单相中使用的开关定时。然后，将该描述外推到电压转换器100的多个相位。

基于电压转换器的负载要求来确定开关频率和占空比的技术通常在本领域中是公知的。在本文中不再对这样的常规技术进行进一步阐述，以避免模糊所描述的本发明的独特方面。

图2图示了电路图200，其示出了诸如如图1所图示的电压转换器的一个相位230。相位电路230被复制以实现诸如图1所图示的多相电压转换器。为了便于说明，图2中未示出这样的其它相位，但是应当理解，它们存在于多级电压转换器中，并且它们的电路与所示的相位电路230相似或等同。

在开关节点vsw处耦合至低侧开关qls的高侧开关qhs处，向功率级232提供输入电压vin。低侧开关qls又连接至地。如图所示，这些开关qhs，qls中的每个开关由相应的驱动器232a，232b控制。功率级232的开关节点vsw耦合至无源电路234，该无源电路234向负载220提供输出电流iph_out和电压vout。无源电路234包括由电容器cres和电感器lres组成的谐振回路。电感器lres可以仅仅是漏电感(例如，电路布线的固有寄生电感)，或者它可以是实际的电感器部件以及一些漏电感。而且，由lres表示的电感通常是可变的，因为电感值通常随温度而变化。电感器lres耦合至具有n1个初级侧绕组236a和n2个次级侧绕组236b的变压器/中心抽头电感器236。匝数比n2/n1确定中心抽头电感器236在正在传导电流时的输出/输入电压比。(相反，比值n1/n2确定中心抽头电感器236的输出/输入电流比)。对于所图示的电路230，磁化电感器lm连接在中心抽头电感器236两端。sr开关级238连接至中心抽头电感器236，并且当sr开关级238导通时用于将其中心抽头耦合至地。(注意，“中心”抽头不一定位于中心抽头电感器236的绕组的中间。通常，绕组n1和n2不同，以实现所需的步降或步升电压转换。)sr开关级238包括sr开关qsr，并且通常是耦合至sr开关qsr的控制端子(例如，栅极)的驱动器238a。

图2中示出了高侧开关qhs、低侧开关qls和sr开关qsr，作为增强模式金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但还可以使用其它开关设备。例如，在一些应用中，可以优选的是结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其它类型的功率晶体管。功率级232和sr开关级238的开关(例如，qhs、qls、qsr)可以集成在相同的半导体裸片上，每个开关可以设置在单独的裸片上，或者可以分布在多个半导体裸片上。用于开关的驱动器可以集成在与它们对应的开关相同的(多个)半导体裸片上，或者可以设置在单独的裸片上。

控制电路210生成耦合至驱动器232a、232b、238a的pwm信号hsctrl、lsctrl和srctrl，其控制用于所图示的相位的电路230中的开关qhs、qls、qsr。控制电路210确定pwm信号hsctrl、lsctrl、srctrl的频率和占空比，以满足负载220的功率要求。在诸如图2所图示的电压转换器之类的半谐振电压转换器中，控制功率级232的高侧开关qhs和低侧开关qls，使得这些开关不同时导通。电压转换器相位230的通常开关循环以“死区时间”开始，在该死区时间期间，开关qhs、qls、qsr都不导通。之后是“ton”周期，在该“ton”周期期间，高侧开关qhs导通，而低侧开关qls和sr开关qsr不导通。在此之后是“toff”周期，在该“toff”周期期间，高侧开关qhs不导通，而低侧开关qls和sr开关qsr导通。

控制电路210包括与图1的负载瞬变检测器115相似工作的负载瞬变检测器215。附加地，控制电路210使用电流采样器218输入用于sr开关qsr的电流的测量值。

图3图示了在开关循环期间来自相位电路230的输出电流iph_out、开关节点vsw处的电压、以及电压转换器200的谐振电流ires和磁化电流im的波形300。在死区时间周期dt0开始时，相位输出电流iph_out和磁化电流im为最小值imin，其为负值。功率开关qhs、qls、qsr在死区时间dt0期间都不导通，即，控制电路210生成pwm信号hsctrl＝0，lsctrl＝0，srctrl＝0。负电流imin对低侧开关qls的输出电容充电，并且在死区时间dt0期间使开关节点电压vsw上升到接近vin的电平。在死区时间dt0结束时，高侧功率开关qhs导通，而低侧开关qls和sr开关qsr仍然关断，例如，通过在dt0结束时设置hsctrl＝1，lsctrl＝0和srctrl＝0。该状态维持被表示为“ton”的一时间间隔。在ton期间，开关节点电压vsw通过高侧功率开关qhs与vin相连，电压转换器相位230的相位输出电流iph_out和磁化电流im以线性方式上升，例如，直到磁化电流im达到最大值imax为止。与由谐振电容器cres、电感器lres和磁化电感器lm形成的lc谐振回路相关联的磁化电流im在ton期间导致相位输出电流iph_out的上升。(sr开关qsr禁用，几乎没有电流流经中心抽头电感236，意味着磁化电流im≈ires)

在开关循环的下一间隔(被表示为“toff”)期间，关断高侧开关qhs，而接通低侧开关qls和sr开关qsr，例如，通过设置hsctrl＝0，lsctrl＝1，srctrl＝1。因为开关节点vsw通过低侧开关qls耦合至地，所以开关节点电压vsw在toff间隔期间下降到零并且保持为零。同样，在toff间隔期间，在谐振电容器cres和电感器lres之间形成谐振，并且产生谐振电流ires。该电流的一部分(即，iprim＝ires-im)流经进入中心抽头电感器236的初级侧绕组236a，并且导致流经中心抽头电感器236的次级侧绕组236b的电流isec＝(n1/n2)*(ires-im)。因此，相位230的输出电流iph_out是流经磁化电感器lm的电流im减去流经次级侧绕组236b的电流isec，即，iph_out＝im-(n1/n2)*(ires-im)＝im+(n1/n2)*(im-ires)。如果相对于谐振频率来优化间隔toff，则当其电流基本为零时，可以关断sr开关qsr，以便实现sr开关qsr的软开关。

由电压转换器相位230输出的电流iph_out最初在toff期间上升，如由iph_out＝im+(n1/n2)(im-ires)给出的，并且随后下降。该电流呈正弦循环的正半的形状。ires和im相等的时刻表示电流停止流经中心抽头电感器236的点，即，所有电流ires都流经磁化电感器lm。在没有流经中心抽头电感器的初级侧绕组236a的电流的情况下，在次级侧绕组236b上不感应电流，因此没有电流流经sr开关qsr。理想情况下，低侧开关qls和sr开关qsr在这一时刻被关断，并且下一循环的死区时间dt1开始，即，开关qhs、qls、qsr均通过设置hsctrl＝0，lsctrl＝0，srctrl＝0而被禁用。

图4图示了与诸如图2所示的定时之类的高侧开关qhs的控制信号hsctrl的定时相对应的波形400。图2的电压转换器200及其中的控制电路210使用可变开关频率以适应负载220的功率要求的变化。对于电压转换器200的给定开关循环k，控制电路210基于在先前(previous)循环(k-1)中所采用的测量值来确定开关周期tsw[k]。测量值通过测量或估计例如电压转换器200的输出电压vout来估计负载的功率要求。例如并且如图4所示，开关周期tsw[k]可以是在循环(k-1)中测量的输出电压vout的函数。当前开关循环的开关周期tsw[k]还可以基于先前开关循环的开关周期tsw[k-1]，即，当前循环的开关周期tsw[k]可以通过调整来自先前开关循环(k-1)的开关周期tsw[k-1]来确定。

图5图示了对于多相电压转换器的多个相位的图4的波形的外推法，其仅考虑单相的控制信号。图5图示了与诸如图1的电压转换器100之类的n相电压转换器的多个相位的高侧控制信号hs1ctrl，hs2ctrl，...，hsqctrl相对应的波形500。如关于图4的波形类似地描述的，基于在循环(k-2)期间的测量值来确定用于循环(k-1)的循环周期(cycleperiod)tsw以及“ton”间隔。这通过pwm波形hs1ctrl说明，其表示作为多相电压转换器100中的第一相位的一部分所包括的高侧开关qhs的控制信号。该第一相位可以被认为是“超前”相位，这在于其它相位的定时是从该相位驱动的。对于通常的实现方式，其它(非超前)相位的开始时间在整个循环周期tsw[k-1]期间均匀分布。考虑例如具有三个(3)相位的电压转换器，其中，第一(超前)相位的循环在时间t0开始并且具有tsw[k-1]的循环周期。然后，第一相位的控制信号hs1ctrl在时间t0将上升，第二相位的控制信号hs2ctrl在时间t0+(1/3)*tsw[k-1]将上升，并且第三相位的控制信号hs3ctrl在时间t0+(2/3)*tsw[k-1]将上升。非超前相位的用于控制低侧开关和sr开关的其它控制信号同样是用于超前相位的控制信号的延迟版本。

具有时钟周期tclk的计数器用于实现循环周期tsw[k-1]，并且确定多相电压转换器100中的相位中的每个相位的pwm控制信号(例如，hsctrl、lsctrl、srctrl)的转变时间。对于n相电压转换器100的第二相位，在开关循环(k-1)开始之后，当计数器等于(1/n)*tsw[k-1]/tclk时钟周期时，控制信号hs2ctrl因此上升。对于第q相位，在开关循环(k-1)开始之后，当计数器等于((q-1)/n)*tsw[k-1]/tclk时钟周期时，控制信号hsqctrl上升。因此，如上文所描述的，开关循环周期tsw[k-1]对于所有相位(超前和非超前)都是相同的，但是如稍后将详细解释的，针对非超前相位，可以调整循环周期。

图6图示了与诸如图1所示的n相电压转换器相关联的波形600。示出了针对每个相位的pwm高侧控制信号hs1ctrl，hs2ctrl，...，hsnctrl的波形。叠加在这些波形上的波形是与流经相位中的每个相位的sr开关qsr的电流isr1，isr2，...，isrn相对应的波形。如关于图5类似地解释的，高侧控制信号hs1ctrl，hs2ctrl，...hsnctrl被交错，使得与非超前相位(相位2至n)相对应的信号是用于超前相位(相位1)的信号的延迟版本。这对于相位2进行了说明，其中，循环(k-1)的高侧控制信号hs2ctrl的上升沿为(1/n)*tsw[k-1]，其在时间上晚于循环(k-1)的高侧控制信号hs1ctrl的上升沿。对于相位n(最后相位)，类似地，用于循环(k-1)的高侧控制信号hsnctrl的上升沿为((n-1)/n)*tsw[k-1]，其晚于循环(k-1)的高侧控制信号hs1ctrl的上升沿。图6的波形600假设已经在在前(preceding)的循环(例如，k-2)中计算出了给定循环(例如，tsw[k-1])的开关周期，并且该开关周期可以同时用作开关周期并且确定用于开始非超前相位的循环的交错(延迟)时间。为了便于说明，图6所图示的开关周期对于所说明的三个(3)周期k-1，k，k+1而言不改变。

对于给定相位，当sr开关导通时，电流流经其sr开关，例如，qsr。用于sr开关qsr的pwm控制信号srctrl确定该sr开关何时导通。如图3的描述中所解释的，pwm控制信号srctrl仅在该相位的高侧开关qhs的关断间隔(“toff”)期间仅使能其对应的sr开关。在图6中，当高侧控制信号(例如，hs1ctrl)为低时，这与时间间隔相对应。

流经sr开关的电流呈正弦曲线的上半循环的形状。对于流经电压转换器100的相位1的sr开关qsr的电流isr1，这在图6中容易看到。对于每个循环(例如，k-1、k)，半循环正弦形电流在紧接高侧pwm控制信号hs1ctrl的上升沿之前的死区间隔的开始处返回到零。高侧pwm控制信号hs1ctrl的上升沿表示电压转换器100的下一循环(例如，k，k+1)的开始。(为了便于说明，图6中未示出“死区时间”，但是应当理解，pwm控制信号sr1ctrl将在死区时间间隔开始时实际上禁用电流isr1，在该死区时间间隔期间，没有一个开关导通，该“死区时间”通常比上面描述的“ton”或“toff”间隔显著更小)

电压转换器100的控制电路110设置pwm信号定时，例如，hs1ctrl，ls1ctrl，sr1ctrl，以使在大约流经sr开关qsr的电流isr1为零的时刻，相位1的该sr开关qsr关断。控制电路110可以使用作为图2所示的电流采样器218的输入的电流isr1的测量值/估计值来确定这些定时。可以通过使用sr开关qsr的有效导通电阻(rdson)和sr开关qsr两端的电压或通过使用电流镜来测量电流isr1。isr1或其它方面的电流测量值也可以通过使用其它标准手段(诸如测量感测电阻两端的电压)或者通过使用直流感测(dcr)技术来完成。

半循环正弦形电流isr1为正的间隔通过电压转换器200的相位1的电路230的无源电路234中的分量(例如，由cres，lres给定的lc谐振回路的值、磁化电感器lm的值、以及中心抽头电感器236的电感)来确定。可替代地，无源电路234的分量具有谐振(固有)频率，其确定与正半循环正弦形电流isr1相对应的时间间隔。虽然可以基于分量值来计算该时间间隔，但是分量值将在电路之间变化，并且根据电压转换器100的操作条件(例如，温度)变化。因此，如上文所描述的，利用isr1的测量值的经验值技术是优选的。

现在考虑电压转换器100的其它相位(例如，相位2至n)的无源电路(与相位1的无源电路134相对应)。对于这些其它相位的无源电路中的电抗将与相位1的电抗不同，并且因此，这些其它无源电路将具有与相位1的无源电路134不同的谐振(固有)频率。这意味着半循环正弦形电流isr2，...，isrn的时间间隔将与isr1的时间间隔不同。这在图6中示出，其中，与通过相位2的sr开关qsr的电流isr2相对应的半循环正弦曲线的时间间隔比相位1的时间间隔更长(更慢)。由于相位2的高侧控制信号hs2ctrl是相位1的高侧控制信号hs1ctrl的延迟版本，即，具有相同的ton和toff间隔，这意味着控制信号sr2ctrl关断相位2的sr开关qsr，同时正电流isr2仍然正在被传导。对于所示的循环k-1、k、k+1中的每一个，这在图6中进行说明。

对于相位n，与通过sr开关qsr的电流isrn相对应的半循环正弦曲线的间隔比相位1的间隔更短(更快)。因此，控制信号srnctrl不关断相位n的sr开关qsr，直到电流isr2已经经过零为止。如图6所示，这意味着紧接在对于相位n的sr开关qsr关断之前，在间隔内正在传导负电流。

通过基于参考相位(例如，相位1)生成pwm控制信号hsctrl、lsctrl、srctrl，并且测量通过相位中的每个相位的sr开关qsr的电流，控制电路110能够确定哪些相位“快”以及哪些相位“慢”，即，不同相位的相对谐振频率是多少。然后，控制电路110可以对准相位，以便减少在关断sr开关qsr中的每个sr开关qsr的时刻，流经sr开关qsr中的每个sr开关qsr的电流。理想情况下，当关断开关qsr时，通过sr开关qsr的电流isr将为零。在实践中，当关断开关qsr时，少量的电流(正或负)正在流动。该电流有多靠近零是通过计数器的分辨率及其时钟周期tclk来确定的。

为了将当关断sr开关qsr时通过非超前相位(例如，相位2至n)的sr开关qsr的电流减少到零或接近零，调整控制信号hsctrl、lsctrl、srctrl的占空比。对于图6的波形600所示的示例中的相位2，需要减少信号hs2ctrl的“ton”周期，以使sr开关控制信号sr2ctrl的接通周期增加。相反，对于相位n，需要增加信号hsnctrl的“ton”周期，以使sr开关控制信号sr2ctrl的导通周期减少。

图7图示了在控制电路110已经调整了控制信号定时以实现sr开关qsr的零电流开关之后，与(pwm)高侧开关控制信号hs1ctrl，hs2ctrl，...，hsnctrl和流经相位中的每个相位的sr开关qsr的电流isr1，isr2，...，isrn相对应的波形700。对于相位2，控制电路110通过将导通周期相对于超前相位的导通周期减少时间增量δ2来调整循环(k-1)中的高侧开关控制信号hs2ctrl的ton周期。为了维持开关周期tsw[k-1]，相位2的高侧开关qhs的关断期间增加了时间增量δ2。相位2的sr开关qsr的“接通”周期通过对应的高侧开关qhs的“关断”周期来确定，并且同样被增加。控制电路110基于在其“接通”周期结束时通过sr开关qsr的电流来确定该增加的量δ2。至少初始在对非超前相位中的定时进行任何调整之前，做出这一确定。

对于相位n，控制电路110以相反方式调整ton周期。对于循环(k-1)中的高侧控制信号hsnctrl，“接通”周期相对于超前相位的接通周期增加时间增量δn。为了维持开关周期tsw[k-1]，相位n的高侧开关qhs的关断周期减少了时间增量δn。相位n的sr开关qsr的“接通”周期与对应的高侧开关qhs的“关断”周期相对应，并且同样被减小。至少最初在对非超前相位的定时进行任何调整之前，控制电路110基于在其“接通”周期结束时通过用于相位n的sr开关qsr的电流来确定该减少的量δn。

总而言之，控制电路110选择用于电压转换器100的参考(超前)相位，并且确定用于参考相位的sr开关的pwm控制信号的开关周期和占空比，使得sr开关当其电流为零时被关断(转变为非导通状态)。然后，该开关周期和占空比用于非参考相位。然后，调整用于非参考相位的pwm控制信号的占空比，使得在通过非参考sr开关的电流为零的时刻，关断非参考相位的sr开关。

对于非参考相位的sr开关的pwm控制信号的占空比的调整是通过相对于参考相位的对应的占空比减小那些相位的占空比来执行，其中，电流isr比参考相位的电流更快地返回到零。相反，对于具有比参考相位的电流更慢返回到零的电流isr的那些非参考相位，那些sr开关的pwm控制信号的占空比通过相对于参考相位的对应的占空比增加它们的占空比来进行调整。可以通过将参考相位的sr开关电流测量值与其它相位的电流测量值进行比较来执行确定哪些相位比参考相位更快或更慢。这种sr开关电流测量优选地在关断对应的sr开关之前立即进行。

控制电路110可以在电压转换器100的校准模式期间执行上文所描述的控制信号定时调整。然后，可以在正常操作模式期间应用这些调整。然而，优选地，上文所描述的控制信号定时在正常操作模式期间自适应地调整。例如，可以在每个循环周期内测量sr开关电流，并且如果需要，可以进行(多个)pwm定时调整。即使在操作期间无源电路的电抗改变，这样的自适应操作也允许相位对准以维持零电流sr开关。

为了实现可变开关频率，例如，通过调整开关周期、开关循环的ton间隔和toff间隔，控制电路能够操作以在用于紧接在前的(immediatelypreceding)开关循环的参考周期内以定义的频率来递增计数器，并且根据计数器输出和相位数目来对准相位。

先前解释描述了电压转换器，其中，已经在循环k的开始确定了参考相位的开关周期tsw[k]。该确定的开关周期可以用于设置循环k内的ton周期和toff周期，以及用于确定参考(超前)相位的定时之后的非参考相位的循环的开始时间。为了更快速地对负载改变做出反应，电压转换器可以更改开关周期而不等待，直到参考相位的下一开始循环为止。更具体地，可以在参考相位的循环的中间对非参考相位调整开关周期tsw[k]。然而，用于非参考相位的开关周期(例如，对于循环k)的开始是基于来自参考相位(例如，tswref[k-1])的先前循环的开关周期。作为示例，现在将对具有如图8所示的波形的2相电压转换器进行解释。

图8图示了与负载瞬变相关联的波形800，并且用于解释当它们具有非零电流时避免切断sr开关的子实施例，如可能由于负载瞬变而发生的一样。为了便于说明，示出了具有两个(2)相位的电压转换器的波形800，但是应当理解，下文所描述的技术容易地外推到具有两个以上相位的电压转换器。生成图8的波形800的电压转换器可以是图1所示的电压转换器100的2相版本。先前已经选择了相位1作为参考相位。已经调整了用于参考相位(相位1)和非参考相位(相位2)两者的pwm控制信号，使得在电压转换器100的稳态操作期间，sr开关在流经它们的电流isr1，isr2大约为零的时刻被切断。

在时刻810发生负载瞬变(例如，电压转换器100的负载120所需的电流的急剧增加)，并且由电压转换器100的输出电压vout的下降来表示。这可以通过监视输出电压vout的负载瞬变检测器115来检测。如图8所示，在相位1和相位2的开关循环k期间发生负载瞬变。更具体地，当相位1处于循环k的toff间隔中时，发生瞬变810，而相位2处于其循环k的ton间隔中。然而，注意，所描述的技术不限于图8所示的定时发生瞬变的情况。该技术还可应用于其它定时，包括例如在相位1的ton间隔和相位的toff间隔2期间发生负载瞬变的情况。

响应于负载瞬变，相位2的第二循环的开关周期的占空比(ton间隔)增加。进行这种增加，使得电压转换器100可以向负载120供应更多的功率。这如图8所示，其中，看到开关周期tsw2[k]的ton间隔，以相对于先前开关周期tsw2[k-1]的ton间隔而增加。然而，相对于参考相位的先前开关周期，触发相位2的下一循环(k+1)的开始。这意味着在相位1的对应的循环开始(即，tswm[k+1]的开始)之后，相位2的开关周期tsw2[k+1]在¹/2*/tswm[k]的时间点开始。这样做的最终效果是在sr开关电流isr2返回到零之前，开关周期tsw2[k]过早地结束。这在图8中通过表示为“toffnarrow”的周期期间的sr开关电流isr2说明。

在开始参考相位的循环(k+2)之后，相位2的下一开关周期(即，tsw2[k+2])在¹/2*tswm[k+1]的时间点开始。负载瞬变已经增加了循环(k+1)处参考相位的周期，即，tswm[k+1]长于先前周期tswm[k]。这样做对于相位2的最终结果是循环(k+2)的开始被延迟。对于相位2的循环(k+1)，开关周期tsw2[k+1]太长，更重要的是在时间830关断sr开关之前，具有允许sr开关电流isr2通过零并且变为负的关断间隔(由“toffwide”表示)。

如上文所描述的，步升负载瞬变的影响是对非参考相位2产生未对准，因此当正电流或负电流正在流经它时，相位2的sr开关qsr被切断。当关断sr开关时，希望避免这些非零电流流动。

通过检测步升负载瞬变(例如，通过使用电压转换器100的控制电路110内的负载瞬变检测器115)以及响应于该检测来调整控制信号定时而减轻上述问题。结果波形在标号“withmodification”旁边的图8中示出。这里，开关周期tsw2[k+1]的开始被延迟一被表示为“tx”的时间改变。这也增加了开关时间周期tsw2[k]。如图所示，toff周期因此增加，如由“toffadjusted”所示，以便在关断sr开关之前为sr开关电流isr2提供足够的时间返回到零。附加地，tsw2[k+1]的该延迟的开始从tsw2[k+1]结束时的toff间隔有效地盗用“tx”时间。因此，现在正确地调整了由“toffwide”表示的先前太宽的toff间隔，以使sr开关电流在时刻830不再是负的，即，在该时刻830实现零电流开关。

用于延迟下一开关循环的开始(并且增加当前开关循环的时间周期)的时间δtx优选地被设置为tsw2[k]和tswm[k-1]的ton间隔之间的差。可替代地，时间延迟tx可以被设置为预先确定的值。

图8和上文的描述解决了步升负载瞬变的情况，并且解释了如何进行调整以维持实现电压转换器100中的sr开关的zcs的相位对准。相反，当检测到步降瞬变时，情形被反转。对于这种情况，非参考相位的下一开关循环的开始可能需要在时间上提前一时间δtx，其与缩短当前开关循环相同。tx的值可以由tsw2[k]和tswm[k-1]的ton间隔之间的差给出，或者还可以设定为预先确定的值。

图9图示了用于对准多相电压转换器(诸如图1的电压转换器100)中的相位的方法900的实施例。该方法可以在如图1所图示的多相电压转换器100内实现，并且使用与上文关于电压转换器100的控制电路110所描述的技术相似的技术。该方法900用于通过使用脉冲宽度调制(pwm)控制信号来控制每个相位的逐循环开关以控制电源转换器内的电源开关。这包括用于控制每个相位内的同步整流(sr)开关的pwm控制信号，其中，当sr开关正在导通时，sr开关具有流经它的半循环正弦形电流。每个pwm控制信号具有开关周期和占空比。

该方法900通过从电压转换器中的相位中选择参考相位920开始。该选择可以是任意的，或者可以在将相位从最快到最慢排列之后进行，然后选择具有期望速度(例如，最中间)的相位作为参考相位。然后，用于参考相位的pwm控制信号的开关周期和占空比被设置成使得当在每个开关循环期间关断sr开关时，通过参考相位的sr开关传导的半循环正弦形电流经过零或几乎经过零，即，使得实现零电流开关(zcs)940。接下来，其它相位的pwm控制信号的开关周期和占空比被设置为参考相位的开关周期和占空比960。最后，其它相位的pwm控制信号的占空比被调整成使得当在每个开关循环期间关断sr开关时，通过其它相位的sr开关传导的半循环正弦形电流最终经过零或几乎经过零，即，使得在非参考相位中实现sr开关的zcs980。

如本文中所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括(including)”、“包括(comprising)”等等是指示所陈述元件或特征的存在、但不排除附加元件或特征的开放式术语。除非上下文另有明确指出，否则冠词“一”、“一个”和“所述”旨在包括复数和单数。

应当理解，除非另有特别说明，否则本文中所描述的各种实施例的特征可以彼此组合。

尽管本文中已经说明和描述了具体实施例，但是本领域普通技术人员应当理解，在不背离本发明的范围的情况下，多种备选实现方式和/或等同实现方式可以代替所示出的和所描述的具体实施例。本申请旨在涵盖本文中所讨论的具体实施例的任何修改或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同权利要求来限制。