一种电源管理用实现真关断功能的开关变换器的制作方法

本发明涉及电源管理领域，具体涉及一种电源管理用实现真关断功能的开关变换器。

背景技术：

便携式电子产品中电源管理芯片的作用是把电池所提供的直流电压变换成各个模块所需的不同值的恒定直流电压，常见的电源管理芯片类型有三种:dc-dc开关变换器(switched-modeconverter，线性稳压器(linearregulator)和电荷泵(charge-pump)。dc-dc开关变换器有boost和buck两种基本结构，开关变换器的最大优点是控制方式比较灵活，可以根据不同的应用场合可以选择脉冲宽度调制方式(、脉冲频率调制方式和跨周期调制方式，以及pwm/pfm混合调制方式,pwm和psm相结合等调制方式。dc-dc开关变换器有boost的拓扑图如图1所示为，电感l、电容c和半导体开关器件一一功率开关晶体管m与续流二极管d是dc-dc开关变换器的基本组成元件.。其中，电感和电容用于存储能量，而半导体开关器件通过控制端输入的周期脉冲信号来控制开关变换器的工作状态。

技术实现要素：

所要解决的技术问题：

本发明提供一种利用boost开关变换器实现真关断功能的开关变换器，该变换器能够使用在电源管理上，能够降低功率开关管的导通电阻，通过控制控制电流和电感电流起到对芯片保护的作用。

技术方案：

一种电源管理用实现真关断功能的开关变换器，包括开关变换器和与开关变换器连接的控制电路，其特征在于:

所述开关变换器为boost开关变换器；

所述控制电路包括输出电压采样网络、误差放大器ea、电感电流检测电路、最小关断时间触发器和最大开启时间的单稳态触发器,r-s触发器以及基准电压源；所述电感电流检测电路包括电感电流采样网络和与电感采样电路相连的比较器cl；

所述输出电压采样网络与开关变换器的输出端相连；所述输出电压采样网络另一端与误差放大器ea的负极相连，误差放大器ea的输出端依次通过与门输入端进入r-s触发器的r端，再通过第一非门与开关变换器的晶体管的g端相连；所述与门的另一输入端与最小关断时间触发器相连，误差放大器ea的正极与基准电压源相连；

所述电感电流检测电路的比较器cl的正极与基准电压源相连，所述比较器cl的负极与电感电流采样电路相连，所述电流采样电路的另一端与与开关变换器的晶体管的d端相连，采集输入电流信息；

所述比较器cl的输出端依次通过或门的输入端进入r-s触发器的s端；最大开启时间的单稳态触发器与或门的另一个输入端相连；最大开启时间的单稳态触发器的另一端与开关变换器的晶体管的g端相连，所述最小关断时间触发器和最大开启时间的单稳态触发器之间设置第二非门。

进一步地，所述输出电压采样网络为两个串联电阻。

进一步地，所述误差放大器为单端输入端放大器，且为三级放大器。

进一步地，所述开关变换器为基于pfm调制，工作在dcm模式下。

本发明采用的boost开关变换器为内部集成主功率开关n沟道mos和隔离功率开关p沟道mos，用来驱动lcd，负载电流在0.1ma-25ma内变化，输入电压为2.7v-5.5v，输出电压为固定15v。该boost开关变换器基于pfm调制，采用最小关断时间控制和电感电流限制技术，且工作在dcm模式下。主功率开关n沟道mos采用片内集成不仅可以减少外部元件数量，而且可以降低功率开关管的导通电阻，使静态电流仅为25μa，提高系统效率。该芯片独有的真关断功能是利用隔离功率开关pmos，在外部信号控制下断开电源与电感的连接，从而使芯片关断时的供电电流降低至0.05μa。最小关断时间为1μs或5μs，最大开启时间为11μs，用来保护芯片，开关频率最高不能超过800mhz。电感电流峰值限制在5ooma，当电感电流大于50oma时，nmos断开，芯片被关断，从而达到保护电感的目的。此外该芯片还设计了比较完善的保护功能，能有效防止意外故障对芯片的损坏。

本发明是具有真关断功能的boost开关变换器芯电路，可以用于驱动lcd，其特点是利用其内部集成的隔离功率开关mos使芯片在关断时的静态功耗最小，近似于真关断的状态，提高了芯片的效率。并且该芯片采用最小关断时间控制的pfm调制方式和电感电流峰值限制技术，双环控制回路使系统更稳定。

有益效果：

（1）外部元件数量较少，而且可以降低功率开关管的导通电阻，系统效率高；

（2）具有完善的保护功能，能有效的防止意外故障对芯片的损坏。

附图说明

图1本发明的结构框图；

图2为本发明中采用的误差放大器的原理电路图；

图3为本发明中电感电流检测电路图；

图4为整体仿真的电感电流和输出电压波形图；

图5为本发明负载瞬态变化引起输出电压的变化；

图6为本发明效率和负载调整率的仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图对本吗进行说明：

如图1所示一种电源管理用实现真关断功能的开关变换器，包括开关变换器和与开关变换器连接的控制电路，所述开关变换器为boost开关变换器；控制电路主要由输出电压采样网络、误差放大器、由电感电流采样网络和比较器构成的电感电流检测电路、产生最小关断时间和最大开启时间的单稳态触发器,r-s触发器以及基准电压源和一些逻辑门电路组成。

如图2所示输出电压采样网络是由两个串联电阻和组成的电阻分压网络，输出电压经过该电阻分压网络得到其反馈电压

。

在图2中构成带隙基准电压源，其中q1和q2的发射极面积aq2:和aq3之比为4:1。在平衡状态时，流过q2和q3的电流相等，则q2和q3的发射结电压差为:

则在q1基极产生的电压为:

在式中，由于vt为正温度系数，而vbe为负温度系数，选取rel=23kω，re2=3403kω

得到零温度系数的基准电压值vref=1.226v。

在平衡状态下，vfb=vref=1.226v。当输出电压变大时，vfb也随之变大，这使得流过q1

的电流变大，即q2的电流变大，而不再维持平衡时q2和q3的电流相等的状态，经过放大

器输出，vout-ea为低电平。反之，vout-ea为高电平。

并且，放大器的设计采用了三级放大器，目的是提高增益和减小输入阻抗，提高误差放大器的瞬态响应速度和电源抑制比。

如图3为电感电流检测电路，本发明采用了一种简单的sense-fet无损电流检测技术，不需要额外的引脚和片外元件，且具有较高的响应速度。

mn为主功率开关mos，msense。为sense-fet。当vg为高电平时，mn和msense同时导通，两个晶体管都工作在线性区，流过它们的电流为：

忽略上式中的二次项后，mn和msense的电流之比为:

在图3中，isense由偏置电流源ibias提供，所以如果流过电感的电流in大于限定值，会使

mn的漏一源电压(vds)n大于(vds)seruse，使比较器cl发生翻转，输出控制信号关断mn。通常

mn的宽度至少是msense的1000倍，这样才能保证msense消耗的功率是接近无损的。

本发明还可以具有其他保护功能的辅助电路包括软启动电路、过温保护电路、欠压锁定电路等。

图4为整体仿真的电感电流和输出电压波形图，从图中可以看出，输出电压经过200μs的软启动后，开始逐步升压，直到到达额定值15v，然后进入稳压状态。在升压过程中电感电流下降的时间为最小关断时间lμs。

如图5为负载瞬态变化引起输出电压的变化，从图中可以看出负载电流从5ma瞬间变化到25ma，然后再从25ma瞬间变回5ma时，输出电压的变化情况。

如图6为芯片效率和负载调整率的仿真结果，左图为效率，右图为负载调整率。从图中可以看出当负载在0.1ma-25ma内变化时，芯片的效率能达到80%，且最高效率为87%。负载调整率的含义是负载电流的变化量δio起的输出电压的变化量△vout，与△io的比值，从图6中可以看出该芯片的负载调整率为0.026%/ma，即负载电流每变化1ma，输出电压变化3.9mv。

虽然本发明已以较佳实施例公开如上，但它们并不是用来限定本发明的，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明之精神和范围内，自当可作各种变化或润饰，因此本发明的保护范围应当以本申请的权利要求保护范围所界定的为准。