基于虚拟直流电流的BUCK型3－1MC闭环控制方法与流程

本发明涉及一种三相-单相矩阵变换器，特别涉及一种含有功率补偿电感的三相-单相矩阵变换器的基于虚拟直流电流的buck型3-1mc闭环控制方法。

背景技术

矩阵变换器可实现交-交直接变换，具有输出频率可调，输入功率因数高，控制灵活等优点。三相-单相矩阵变换器(3-1mc)在高频感应加热、电气化铁路系统及工业、航空电源领域具有良好的应用前景。由于3-1mc输出单相脉动功率分量直接耦合至输入侧，导致输入电流畸变和功率因数降低，一定程度上限制了其发展。

为解决以上问题，对其进行功率解耦控制可补偿该脉动功率，改善输入电流波形。但3-1mc在实际工作中，可能会出现负载波动或突变等情况，在负载变化时，传统的功率解耦无法满足控制需要，从而会造成输入电流畸变、输出电压波动等问题。因此，设计可以动态解耦的控制方法，同时保证输入单位功率因数，满足3-1mc实际工况下的控制策略，对其实际应用具有重要意义。

技术实现要素：

发明目的：本发明的目的在于针对实际工况下负载变动时，三相-单相矩阵变换器输入电流、输出电压将出现波形畸变，致使输入谐波含量过大及输出电能质量下降的情况，提出了一种基于虚拟直流电流的buck型3-1mc闭环控制方法，具有有效抑制输入电流谐波、稳定输出电压、输入单位功率因数和良好的动稳态特性的技术特点。

技术方案：本发明涉及一种带功率解耦单元的三相-单相矩阵变换器，主电路包括输入电源、lc输入滤波器、3*3开关矩阵、lc输出滤波器(输出相)、脉动功率补偿电感(解耦相)和控制单元。主电路如图1所示，可将主电路等效为虚拟整流环节(csr)与虚拟逆变环节(vsi)的组合，其等效电路为图2所示，图中udc、idc分别为虚拟直流母线电压和虚拟直流母线电流。控制单元如图3所示，包括：输入电压坐标变换、输入电流坐标变换、输出相电流与解耦相电流合成、虚拟直流电流外环、输入电流内环、输入电流扇区判断、输出电压扇区判断等部分。

本发明提供了一种基于虚拟直流电流的buck型3-1mc闭环控制方法，包括以下步骤：

步骤1：设输出相电压为输出电流为则输出功率为其中包含脉动功率设输出相调制函数为fm＝hm^*·cos(wot)，补偿相调制函数为为使补偿相功率补偿掉输出相脉动功率，应有解耦控制关系：即可消除单相输出的脉动功率，从而使输入电流为对称的正弦量。

步骤2：为实现动态功率解耦，负载侧对输出电压和电流进行采样计算，可得式中，uo为输出电压有效值，io为输出电流有效值。当输出电压根据调制系数hm^*确定后，补偿相的调制系数hc^*根据解耦关系会随着负载变动，进行动态调节，从而实现解耦相与输出相的实时解耦控制，避免因负载变动而引起输入功率脉动。

步骤3：输出相电流与解耦相电流折算到虚拟直流母线，合成直流母线电流为：

根据解耦控制关系有：

则：即直流母线电流为恒定值。将合成的idc与指令idc^*比较后进行pi调节构成电流外环。

步骤4：三相输入电流采样后经过abc-dq变换后分解为isd和isq，isd与外环给定的isd^*比较构成内环，isq给定为零，以实现输入无功功率为零。

步骤4：三相输入电压通过abc-dq变换后形成ed和eq，合成和合成公式为

式中cfi为输入滤波电容；

步骤5：将ipd和ipd，进行prak反变换为ipα和ipβ，进行输入扇区判断；对三相输入电压进行锁相环产生的相位角作为输入电流坐标变换的参考角度，以使输入电压与输入电流同相位，从而实现单位输入功率因数；

步骤6：在静止坐标系下，输入电流矢量相位为：进行输入电流扇区划分进行svpwm调制；对检测的输出电流io和补偿相电流ilc分别进行调制构成和对虚拟逆变侧进行spwm调制，结合虚拟整流侧svpwm调制构成3-1mc的混合调制控制方法。

附图说明

图1为带补偿电感的三相-单相矩阵变换器结构图；

图2为主电路的等效电路；

图3为控制系统框图；

图4为输入扇区划分规则示意图；

图5为输出扇区划分规则示意图；

图6为三相输入电流波形图；

图7为虚拟直流电流、输出相电流和解耦相电流波形图；

图8为a相输入电压、输入电流波形图；

图9为a相输入电流频谱图。

具体实施方式

参照说明书附图对本发明的基于虚拟直流电流的buck型3-1mc闭环控制方法作以下详细地说明。

如图1所示，本发明涉及的带脉动功率补偿电感的三相-单相矩阵变换器，包括输入电源、lc输入滤波单元、开关矩阵、lc输出滤波器、脉动功率补偿电感和控制单元。其中控制单元包括：输入电压坐标变换、输入电流坐标变换、输出相电流与解耦相电流合成、虚拟直流电流外环、输入电流内环、输入电流扇区判断、输出电压扇区判断等部分。

3-1mc交直交等效电路图2所示，其中虚拟整流部分为三相电流型整流器(csr)，由双向开关构成的三相脉宽调制整流电路由三相电压源连接到a、b、c三相，直流电流源idc连接到直流总线，并模拟虚拟逆变电路的电源。虚拟逆变部分为两相电压源型逆变器(vsi)，其两相分别为负载输出相和功率解耦相，其中单相输出uo连接在r、t之间，补偿电感lc连接在s、t之间。

虚拟整流侧为csr，对虚拟整流侧进行svpwm控制，三相输入电流由虚拟直流电流控制。当虚拟直流电流idc为恒值时，三相输入电流对称且正弦性良好。

虚拟逆变侧为vsi，对输出相和补偿相进行spwm调制，设此两相的调制函数分别为fm和fc

式中分别为输出相和补偿相的调制比；ωo为输出角频率；为补偿相调制波的初相角。

对于逆变侧的spwm调制，易得输出电流io和补偿电流ilc分别为：

式中zo为输出负载阻抗；udc为虚拟直流电压；为输出阻抗角。

输出相与补偿相电流调制虚拟直流侧时，虚拟直流电流idc为

为使idc为恒定直流，有：

即当和满足：

此时，idc中的两个二次脉动分量刚好抵消，idc只含直流分量。

又由于三相csr输出电压udc为恒定值，则可以保证虚拟csr的输入瞬时功率恒定。此时，易知在式(4)条件下，补偿相瞬时功率与输出功率二倍频脉动分量和为零。因此，当控制idc为恒值时，po与plc和为输出平均功率实现功率补偿。

据基尔霍夫电压电流定律，虚拟csr电路方程为：

其中s^*＝(sa+sb+sc)/3，j＝a，b，c，ipj＝idc(sj-s^*)

虚拟vsi电路方程为：

通过idc与输入输出电流之间的关系式，整合csr与vsi的模型，得到3-1mc在静止坐标系下的状态方程为：

式中：

x＝[isaisbiscvavbvcioilc]^t，

b＝diag[1/lfi1/lfi1/lfi00000]^t，

u＝[eaebec00000]^t。

坐标变换后，3-1mc在dq坐标系下的状态方程为

式中xdq＝[isdisqvdvqioilc]^t，bdq＝diag[1/lfi1/lfi0000]^t，

表达式中dd，dq分别为dq坐标系下的虚拟csr的开关函数。

为了对系统输出脉动功率补偿进行补偿，虚拟逆变侧进行spwm控制，重点在于输出相与补偿相调制函数的相互匹配，通过分析得到的式(1)与(5)两调制函数的关系，建立虚拟逆变侧的控制环节。同时使3-1mc运行在单位输入功率因数下，对虚拟整流侧进行svpwm控制。通过上文建立的abc坐标系及dq坐标系下数学模型，构建虚拟整流侧的控制环节，以输入电流d轴分量控制输入功率有功分量，q轴分量控制输入功率无功分量，形成对输入单位功率因数的控制。3-1mc系统控制框图如图3所示。