一种ZVS控制策略的全桥电源转换器的制作方法

本发明涉及zvs控制策略的全桥电源转换器。

背景技术

与反激式和正激式转换器相比，全桥转换器可实现更高的功率，更好的变压器利用率，所需的开关器件的额定电压相对较低。图1显示了一个典型的全桥电源转换器。它包括一个pwm控制器410，4个栅极驱动器414，4个开关器件分别是mos管401、402、404、403，一个隔离变压器410，一个整流电路和一个低通滤波器。整流电路由二极管407和二极管408组成的全桥整流电路，低通滤波器则是由电感409和电容406组成的lc滤波器；pwm控制器产生4个信号给4个栅极驱动器来控制4个开关器件的开关动作。当一对斜对角开关器件导通(能量传输期间)时，如401和404同时导通或者402和403同时导通，输入电压源的能量将被传送到次级的储能电容。

在这种常规的pwm控制方案中，所有4个控制信号都是交替的pwm信号，对角线上的两个开关闭合。业内众所周知，所有四个开关器件都在硬开关条件下工作，因此，总的开关损耗是显著的，这将导致较低的功率转换效率。

业内众所周知，如果当开关器件两端的电压为零时，才使开关器件导通，可以实现高效率。这种技术通常被称为零电压开关(zvs)。只有2个低压端开关器件的控制信号是pwm信号；高压端开关器件的控制信号是50％占空比的固定方波。

在这种方案中，原边电流ip在非能量传输期间流过一个高压端开关器件和另一个高压端开关器件的体二极管。由于后面提到那个高压端开关器件的体二极管是正向偏置的，所以这个高压端开关器件将在zvs条件下导通。

电流流过一个低压端开关器件的体二极管，因此，这个低压端开关器件也将在zvs条件下导通。由于全桥的对称性，很容易理解所有4个开关器件在zvs条件下导通。

原边电流流过高压端开关器件的体二极管，产生额外的功率损耗。这种额外的功率损耗将导致效率下降，并且低压端和高压端开关器件温升相差很显著。

技术实现要素：

本发明针对目前zvs控制策略的全桥电源转换器中，原边电流流过高压端开关器件的体二极管，产生额外的功率损耗的不足，提供一种zvs控制策略的全桥电源转换器。

本发明实现其技术目的技术方案是：一种zvs控制策略的全桥电源转换器，包括第一高压端开关器件、第二高压端开关器件，第一低压端开关器件和第二低压端开关器件；一个隔离变压器，一个整流电路和一个低通滤波器；电源的正极分别通过第一高压端开关器件、第一低压端开关器件和第二高压端开关器件、第二低压端开关器件接电源负极；第一高压端开关器件、第一低压端开关器件的公共端和第二高压端开关器件、第二低压端开关器件的公共端分别接隔离变压器初级线圈两端；隔离变压器的交级线圈分别接整流二极管和整流二极管的阳极，整流二极管和整流二极管的阴极接低通滤波器形成所述的整流电路；控制第一高压端开关器件的pwm1、控制第二高压端开关器件的pwm2，控制第一低压端开关器件的pwm3、控制第二低压端开关器件的pwm4；所述的pwm1和pwm2的占空比大小相同、变化趋势相同、相位相差小于180度；所述的pwm3与pwm1反相、所述的pwm4与pwm2反相。

本发明中，预定的死区时间将迫使所有4个开关器件在zvs条件下导通，并且在非能量传送时段原边电流流经两个高压端开关器件，使得高压端开关器件的体二极管的功率损耗最小化。

进一步的，上述的zvs控制策略的全桥电源转换器中：所述的控制装置包括：

锯齿波产生器，控制电平产生器，比较器；

所述的锯齿波产生器和控制电平产生器的输出端分别接比较器的输入端，所述的比较器的输出生成pwm信号。

进一步的，上述的zvs控制策略的全桥电源转换器中：还包括对所述的pwm信号分频的分频器和对pwm信号移相的移相器、对pwm信号进行反相的反相器。

以下将结合附图和实施例，对本发明进行较为详细的说明。

附图说明

图1为典型的全桥电源转换器原理图。

图2是一种开关器件的结构图。

图3是本发明实施例1zvs控制方案的pwm时序配置。

图4是本发明实施例1非能量传送时段的电流路径。

图5是本发明实施例2zvs控制方案的pwm时序配置。

图6是本发明实施例2非能量传送时段的电流路径。

图7是本发明实施例中pwm信号产生电路。

图8是本发明中由基本pwm信号经过分频形成pwm信号电路原理图。

图9是发明实施例中pwm信号产生电路(二)。

图10是发明实施例中pwm信号产生电路(三)。

具体实施方式

实施例1，如图3和图4所示，本实施例是一种zvs控制策略的全桥电源转换器，包括第一高压端开关器件401、第二高压端开关器件402，第一低压端开关器件403和第二低压端开关器件404；一个隔离变压器410，一个整流电路和一个低通滤波器；整流电路是由二极管407和二极管408组成的全波整流电路，滤波器是由电感409和电容406组成的lc滤波器，电源411的正极分别通过第一高压端开关器件401、第一低压端开关器件403和第二高压端开关器件402、第二低压端开关器件404接电源411负极；第一高压端开关器件401、第一低压端开关器件403的公共端和第二高压端开关器件402、第二低压端开关器件404的公共端分别接隔离变压器410初级线圈两端；处于对角线上的第一高压端开关器件401和第二低压端开关器件404组成一组成一对能量转移开关器件，第二高压端开关器件402和第一低压端开关器件403组成一组成一对能量转移开关器件，只有这对角线的两个开关器件闭合能量才成电源411转移到电解电容406上。

本实施例中的开关器件一般可以采用mos管，也可以用其它开关器件代替，如图2所示，它有具有两个极105和104，它们由101来实现两个极105和104连接或者断开。控制信号106加到101上面来，控制信号106有效时是高电平，无效时是低电平，当然也可以相反，根据实践选择合适的器件，本实施例中，控制信号采用pwm信号，通过不同的占空比控制开关器件的开－关时间，在开关器件断开时，上面有体电容103和体二极管102控制单向导通。

隔离变压器410的交级线圈分别接整流二极管407和整流二极管408的阳极，整流二极管407和整流二极管408的阴极接低通滤波器形成整流电路；控制第一高压端开关器件401的pwm4、控制第二高压端开关器件402的pwm5，控制第一低压端开关器件403的pwm6、控制第二低压端开关器件404的pwm7；pwm6与pwm4反相、pwm7与pwm5反相，pwm4和pwm5的占空比大小相同、变化趋势相同、相位相差小于180度，这两个pwm信号的占空比都大于50％，实践上占空比大于90％较果更好；能量传输的时间只占10％。如图3所示，8和9号曲线表示能量传输。低压端开关器件由pwm信号脉冲交替控制。高压端开关器件由反相pwm信号脉冲交替地控制。在此配置中，预定的死区时间将迫使所有4个开关器件在zvs条件下导通，并且在非能量传送时段原边电流流经两个高压端开关器件，如图3所示，使得高压端开关器件的体二极管的功率损耗最小化。

如图5和图6为实施例2的pwm时序配置和非能量传送时段的电流路径。高压端开关器件由pwm信号脉冲交替控制。低压端开关器件则由反相pwm信号脉冲交替地控制(预留有死区时间，图5中未示出)。对于这种配置，原边电流在非能量传送时段流过两个低压端开关器件，如图6所示。

由于所有4个开关器件都在zvs条件下导通，并且开关器件的体二极管的功率损耗被最小化，所以采用本发明的zvs控制方案的全桥功率转换器可以实现更高的效率并且更易于散热管理。与那些在所有负载条件下四个开关装置总是以50％占空比操作的移相全桥功率转换器相比，具有本发明的zvs控制方案的全桥功率转换器具有另一个优点，即在零负载下有更低的功率损耗。这是因为pwm信号控制的开关器件在零负载条件下可能会完全关断。

如图5和图6所示，任何开关电源都有一个时钟信号来控制开关频率。在数字pwm控制器中，时钟信号是由定时器产生的；而在模拟pwm控制器中，时钟信号使有一个三角波或锯齿波发生器产生的。图5中就是一组锯齿波1，pwm控制器工作时，此锯齿波是不会变化的。至于控制电平2，是由负载端的电压电流决定的。比如说，当空载或轻载时，此控制电平很低，对应的占空比就很低，相当于告诉全桥转换器不需要卖力地工作就可以了；当重载时，控制电平就会比较高，对应的占空比就高，相当于告诉全桥转换器需要很卖力地工作才能达到所需的电流电压(功率)。这两个信号锯齿波和控制电平会加到一个比较器的输入端，锯齿波加到输入负端，控制电平加到负端。该比较器的输出就是pwm3信号了。

图中3和图5中有虚线，可以看到，由于控制电平的高低变化，与固定的锯齿波比较时就会产生宽度不同的pwm信号。上面已描述，窄宽度的脉冲(占空比低)代表输出端不需要很高的功率；宽度大的脉冲(占空比高)代表输出端需要较高的功率。脉冲宽度的调整就是对应不同的输出功率的(通过控制电平来调整宽度)。他们只是交错而已：比如，第1,3,5,7(奇数)的脉冲为栅极驱动器－2的脉冲，那第2,4,6,8(偶数)的脉冲为栅极驱动器－4的脉冲。如图7所示，本实施例的控制装置中包括有比较器、锯齿波发生器、控制电平产生器，锯齿波发生器和控制电平产生器输入的锯齿波1和控制电平2接到比较器的输入端，如图3和图5所示，两个信号比较输出pwm3信号，pwm3信号的占空比由控制电平的高低控制，控制电平越高，占空比越小。另外，本实施例中产生pwm信号的方式还有很多，如图9和图10所示，是两种生成pwm信号的原理图，总之，这里的pwm3信号是一个基本的pwm信号，对该pwm3信号进行分频、移相、反相等就可以形成各种控制各开关器件的pwm信号。第一高压端开关器件401的控制信号pwm4是由比较器输出的pwm3通过二分频隔一个脉冲输出一个脉冲所得，第二高压端开关器件402的控制信号pwm5是也可以由另外一个比较器输出的pwm3通过二分频隔一个脉冲输出一个脉冲所得，同时也可以利用pwm4经过一个移相器相移180度以后获得，而第一低压端开关器件403和第二低压端开关器件404的控制信号pwm6和pwm7分别由pwm4和pwm5利用反相器反相生成，如图8所示。另外，产生占空比较大或者较小的pwm信号，这在dsp或mcu中用两个相隔半个周期的时钟是很容易实现的。即使用硬件，也很容易：如图8所示，用一个dq触发器可以很容易实现这种交替输出的脉冲。dq触发器用来输出两个相位相反的信号，这两个信号与信号pwm3结合(等于相与)，即可得到交错的pwm信号4和5。pwm4和pwm5再反相，即可得到pwm6和pwm7.这是很基本的数字电路，可以不必写入本发明中。参考图8和图10，可以看到由于两个高压端开关器件中的开关闭合了，电流不再流过有一定压降(比如1v)的体二极管。没有电流流过，就意味着体二极管没有损耗。