一种带下拉有源钳位支路的隔离型DC‑DC升压变换器的制作方法

技术领域：

本发明属于电学技术领域，涉及一种隔离型直流-直流(dc-dc)升压变换器，特别是一种带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器。

背景技术：
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传统的隔离型dc-dc升压变换器拓扑电路有正激型、反激型、半桥型、全桥型、推挽型五种形式，其中，正激型和反激型电路结构简单、成本低、容易控制，但存在变压器单向励磁，磁芯容易饱和，磁芯利用率低，功率难以做大，难以实现软开关控制等缺点；半桥型和全桥型电路的变压器双向励磁，磁芯利用率高，功率可以做大，但是存在偏磁问题，而且上下桥臂容易直通，电路控制相对困难、可靠性较低；推挽型电路的变压器也是双向励磁，不存在上下桥臂直通问题，但是依旧存在偏磁问题，而且变压器需要抽头、设计困难，不能实现软开关。近年来出现了一种隔离型dc-dc升压变换器新电路拓扑，即有源钳位式反激型电路拓扑，该拓扑电路可以通过谐振实现软开关，具有电路结构简单、不存在直通问题、成本低、容易控制等优点，已被应用于太阳能微逆变器的前级电路当中，但是该新型拓扑仍存在单向励磁，磁芯容易饱和，磁芯利用率低，功率难以做大等问题，而且有源钳位支路的辅助开关管与主开关管互补导通，辅助开关管导通损耗较大，制约了其进一步普及应用。因此，设计一种带下拉有源钳位支路的隔离型直流-直流升压变换器很有应用开发价值。

技术实现要素：
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本发明的目的在于克服现有技术的缺点，在单端反激型电路拓扑的基础上，在其变压器原边并联谐振电容，在主开关管漏源两端并联下拉有源钳位支路，在变压器副边级联高频倍压电路，并联的谐振电容与变压器原边电感进行谐振，使原电路变成双向励磁，提高磁芯利用率，并且提高隔离变换器输出对输入的电压增益；有源钳位支路的辅助开关管与主开关管的开关周期相同，但辅助开关管每个开关周期只导通一小段时间，导通损耗大大减小，而且主开关管和辅助开关管都能实现软开关，不存在直通问题；变压器副边级联的高频倍压电路使得变压器副边绕组输出的不对称电压得到有效利用，使变换器的整体效率提高。

为了实现上述目的，本发明所述带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器的主体结构包括输入电压、电容、谐振电容、高频变压器、主开关管、第一二极管、下拉有源钳位支路、高频倍压电路、等效负载和控制驱动电路；第一二极管为主开关管的反并联二极管，输入电压经过电容滤波后，由主开关管、第一二极管和下拉有源钳位支路将直流电逆变成高频交流电，高频交流电施加在原边电感的两端，副边电感两端感应出高频交流电压，并经高频倍压电路后为等效负载供电；输入电压为待升压的直流电压或者为工频市电整流滤波后的电压，电容吸收高频变压器原边电感回馈的能量并起到滤波作用，高频变压器由原边电感、副边电感和磁芯电连接组成，其中磁芯为带有气隙的磁芯，其耦合系数为0.5-0.95，高频变压器和谐振电容一起将能量从原边传递到副边，主开关管、第一二极管和下拉有源钳位支路用于实现电能逆变，下拉有源钳位支路由辅助开关管、第二二极管和钳位电容电连接组成，用于降低主开关管承受的电压，第二二极管为辅助开关管的反并联二极管，辅助开关管和主开关管开关频率相同，辅助开关管和主开关管的导通存在死区，辅助开关管的导通时间较短，损耗较小；第一整流二极管、第二整流二极管、第一滤波电容和第二滤波电容电连接组成高频倍压电路，用于对高频交流电进行整流、滤波，同时为等效负载供电，等效负载为容性负载或感性负载，从第一电压检测点处检测变换器的直流输出电压，并将检测到的直流输出电压送至控制驱动电路，从第二电压检测点处检测主开关管漏源极之间的电压，并将检测到的电压送至控制驱动电路，在主开关管当前驱动信号上升沿到来之前，通过检测主开关管漏源极间的电压是否为零判断当前主开关管是否实现零电压开通；从第三电压检测点处检测钳位电容两端的电压，并将检测到的电压送至控制驱动电路，当检测到钳位电容两端的电压增加时，控制驱动电路将辅助开关管的驱动信号保持为高电平，辅助开关管实现零电压开通，当钳位电容两端的电压增加时，原边电感通过第二二极管为钳位电容充电，第二二极管导通，辅助开关管漏源极之间的电压为零；控制驱动电路接收到从第一电压检测点、第二电压检测点和第三电压检测点处检测到的电压信号后分别输出主开关管和辅助开关管的控制信号，控制信号经过隔离放大之后驱动主开关管和辅助开关管，用于稳定变换器输出的直流电压、主开关管的零电压开通控制、辅助开关管的零电压开通控制。

本发明实现带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器控制的过程包括以下步骤：

(1)电路上电，单片机程序初始化：先采用脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)软启动，即给定主开关管和辅助开关管初始开关频率，保持开关频率不变，导通时间逐渐增加至设定值，变换器输出电压达到设定电压；

(2)当变换器输出电压不稳定时，通过脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation，pfm)控制方法控制主开关管和辅助开关管的开关频率，稳定变换器输出电压，从第一电压检测点处检测变换器输出电压信号并发送给控制驱动电路，控制驱动电路根据变换器输出电压的变化调整电路的开关频率，若变换器输出电压变大，控制驱动电路发出增加主开关管、辅助开关管开关频率的信号；若变换器输出电压减小，控制驱动电路发出减小主开关管、辅助开关管开关频率的信号，从而稳定变换器输出电压；主开关管的零电压开通通过检测第二电压检测点处开关管开通前其漏源极间的电压是否为零、通过pwm控制方法控制主开关管的驱动脉冲宽度来实现，在主开关管当前驱动信号上升沿到来之前，从第二电压检测点处检测主开关管漏源极间的电压，若主开关管漏源极间的电压不为零，则主开关管没有实现零电压开通，控制驱动电路在下一次输出驱动信号时减小主开关管的驱动脉冲宽度；若主开关管漏源极间的电压为零，则主开关管实现零电压开通，控制驱动电路在下一次输出驱动信号时保持主开关管的驱动脉冲宽度不变；辅助开关管的零电压开通通过检测第三电压检测点处钳位电容两端的电压是否变化、依靠中断来实现，当从第三电压检测点处检测到钳位电容两端的电压增量不为零时，进入中断，控制驱动电路把辅助开关管的驱动信号保持为高电平，辅助开关管实现零电压开通；当从第三电压检测点处检测到钳位电容两端的电压增量为零时，控制驱动电路将辅助开关管的驱动信号保持为低电平；

(3)判断变换器是否需要停止工作，若变换器需要停止工作，则停止输出主开关管和辅助开关管的驱动信号；若变换器不需要停止工作，则重新检测变换器输出电压，重复上述步骤，实现变换器的控制。

本发明与现有技术相比，变压器能实现双向励磁，传输功率增加；主开关管和辅助开关管具有相同的开关频率，不存在直通问题，都能实现软开关，且辅助开关管每个开关周期只导通一小段时间，导通损耗大大减小；变压器副边级联的高频倍压电路使得变压器副边绕组输出的不对称电压得到有效利用，使变换器的整体效率提高；变压器原边并联的谐振电容与变压器原边电感进行谐振使得变换器输出/输入间具有较高的电压增益，在变压器匝数比一定的情况下，能通过脉冲频率调制进一步提高变换器输出电压，使输出电压具有很宽的调整范围；其电路结构简单，成本低，可靠性高，效率高，能通过调整开关频率提升电路增益，可广泛用于中小型或微型光伏逆变器的前级电路、中小型ups电源的前级电路、中小型隔离dc-dc升压变换器、变频微波炉主电路及无线电能传输等电路中。

附图说明：

图1是本发明所述带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器的电路拓扑原理图。

图2是本发明所述带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器的控制工艺流程图。

图3是本发明所述带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器新拓扑的工作波形图，其中ugs1为主开关管q1的驱动电压，ugs2为辅助开关管q2的驱动电压，uds1为主开关管q1漏源极之间的电压，uds2为辅助开关管q2漏源极之间的电压，up为谐振电容cr两端的电压，ip为原边电感lp的电流，uc为钳位电容cc两端的电压。

具体实施方式：

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案作进一步详细地说明。

实施例：

本实施例所述带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器的主体结构包括输入电压ui、电容ci、谐振电容cr、高频变压器1、主开关管q1、第一二极管dq1、下拉有源钳位支路2、高频倍压电路3、等效负载z和控制驱动电路4；第一二极管dq1为主开关管q1的反并联二极管，输入电压ui经过电容ci滤波后，由主开关管q1、第一二极管dq1和下拉有源钳位支路2将直流电逆变成高频交流电，高频交流电施加在原边电感lp的两端，副边电感ls两端感应出高频交流电压，并经高频倍压电路3后为等效负载z供电；输入电压ui为待升压的直流电压或者为工频市电整流滤波后的电压，电容ci吸收高频变压器1原边电感lp回馈的能量并起到滤波作用，高频变压器由原边电感lp、副边电感ls和磁芯t电连接组成，其中磁芯t为带有气隙的磁芯，其耦合系数为0.5-0.95，高频变压器1和谐振电容cr一起将能量从原边传递到副边，主开关管q1、第一二极管dq1和下拉有源钳位支路2用于实现电能逆变，下拉有源钳位支路2由辅助开关管q2、第二二极管dq2和钳位电容cc电连接组成，用于降低主开关管q1承受的电压，第二二极管dq2为辅助开关管q2的反并联二极管，辅助开关管q2和主开关管q1开关频率相同，辅助开关管q2和主开关管q1的导通存在死区，辅助开关管q2的导通时间较短，损耗较小；第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第一滤波电容c1和第二滤波电容c2电连接组成高频倍压电路3，用于对高频交流电进行整流、滤波，同时为等效负载z供电，等效负载z为容性负载或感性负载，从第一电压检测点①处检测变换器的直流输出电压，并将检测到的直流输出电压送至控制驱动电路4，从第二电压检测点②处检测主开关管q1漏源极之间的电压，并将检测到的电压送至控制驱动电路4，在主开关管q1当前驱动信号上升沿到来之前，通过检测主开关管q1漏源极间的电压判断当前主开关管q1是否实现零电压开通；从第三电压检测点③处检测钳位电容cc两端的电压，并将检测到的电压送至控制驱动电路4，当检测到钳位电容cc两端的电压增加时，控制驱动电路4将辅助开关管q2的驱动信号保持为高电平，辅助开关管q2实现零电压开通，当钳位电容cc两端的电压增加时，原边电感lp通过第二二极管dq2为钳位电容cc充电，第二二极管dq2导通，辅助开关管q2漏源极之间的电压为零；控制驱动电路4接收到从第一电压检测点①、第二电压检测点②和第三电压检测点③处检测到的电压信号后分别输出主开关管q1和辅助开关管q2的控制信号，控制信号经过隔离放大之后驱动主开关管q1和辅助开关管q2，用于稳定变换器输出的直流电压、主开关管q1的零电压开通控制、辅助开关管q2的零电压开通控制。

本实施例实现带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器控制的过程包括以下步骤：

(1)电路上电，单片机程序初始化：先采用pwm软启动，即给定主开关管q1和辅助开关管q2初始开关频率，保持开关频率不变，导通时间逐渐增加至设定值，变换器输出电压达到设定电压；

(2)当变换器输出电压不稳定时，通过pfm控制方法控制主开关管q1和辅助开关管q2的开关频率，稳定变换器输出电压，从第一电压检测点①处检测变换器输出电压信号并发送给控制驱动电路4，控制驱动电路4根据变换器输出电压的变化调整电路的开关频率，若变换器输出电压变大，控制驱动电路4发出增加主开关管q1、辅助开关管q2开关频率的信号；若变换器输出电压减小，控制驱动电路4发出减小主开关管q1、辅助开关管q2开关频率的信号，从而稳定变换器输出电压；主开关管q1的零电压开通通过检测第二电压检测点②处主开关管q1开通前其漏源极间的电压是否为零、通过pwm控制方法控制主开关管q1的驱动脉冲宽度来实现，在主开关管q1当前驱动信号上升沿到来之前，从第二电压检测点②处检测主开关管q1漏源极间的电压，若主开关管q1漏源极间的电压不为零，则主开关管q1没有实现零电压开通，控制驱动电路4在下一次输出驱动信号时减小主开关管q1的驱动脉冲宽度；若主开关管q1漏源极间的电压为零，则主开关管q1实现零电压开通，控制驱动电路4在下一次输出驱动信号时保持主开关管q1的驱动脉冲宽度不变；辅助开关管q2的零电压开通通过检测第三电压检测点③处钳位电容cc两端的电压是否变化、依靠中断来实现，当从第三电压检测点③处检测到钳位电容cc两端的电压增量不为零时，进入中断，控制驱动电路4把辅助开关管q2的驱动信号保持为高电平，辅助开关管q2实现零电压开通；当从第三电压检测点③处检测到钳位电容cc两端的电压增量为零时，控制驱动电路4将辅助开关管q2的驱动信号保持为低电平；

(3)判断变换器是否需要停止工作，若变换器需要停止工作，则停止输出主开关管q1和辅助开关管q2的驱动信号；若变换器不需要停止工作，则重新检测变换器输出电压，重复上述步骤，实现变换器的控制。

本实施例所述带下拉有源钳位支路的隔离型dc-dc升压变换器的工作过程包括以下阶段：

t0-t1时段：在t0时刻，主开关管q1的驱动电压ugs1变为高电平，此时原边电感lp的电流为负，主开关管q1不导通，原边电感lp通过第一二极管dq1和电容ci续流，主开关管q1漏源极间的电压为零，到t1时刻，原边电感lp的电流变为0，主开关管q1导通，主开关管q1实现零电压开通；

t1-t2时段：输入电压ui为原边电感lp充电，原边电感lp的电流逐渐增加，到t2时刻，主开关管q1的驱动电压ugs1变为低电平，主开关管q1关断；

t2-t3时段：谐振电容cr为原边电感lp充电，原边电感lp的电流继续增加，到t3时刻，谐振电容cr的电压降为零，原边电感lp的电流增加到最大；

t3-t4时段：原边电感lp反向为谐振电容cr充电，谐振电容cr的电压反向增大，谐振电容cr的电压加上电容ci的电压小于钳位电容cc的电压，第二二极管dq2反向截止，到t4时刻，谐振电容cr的电压加上电容ci的电压大于钳位电容cc的电压，第二二极管dq2导通；

t4-t5时段：原边电感lp同时为谐振电容cr和钳位电容cc充电，钳位电容cc的电压逐渐增大，到t5时刻，辅助开关管q2的驱动电压ugs2变为高电平，但原边电感lp的电流仍为正，辅助开关管q2不导通；

t5-t6时段：原边电感lp继续为谐振电容cr和钳位电容cc充电，第二二极管dq2导通，辅助开关管q2漏源极间的电压为零，到t6时刻，原边电感lp的电流下降为零，谐振电容cr的电压反向增加到最大，同时钳位电容cc的电压增加到最大，辅助开关管q2导通，辅助开关管q2实现零电压开通；

t6-t7时段：谐振电容cr和钳位电容cc同时为原边电感lp反向充电，到t7时刻，辅助开关管q2的驱动电压ugs2变为低电平，辅助开关管q2关断，钳位电容cc停止为原边电感lp充电；

t7-t8时段：谐振电容cr的电压降低，原边电感lp的电流减小，到t8时刻，谐振电容cr的电压变为0；

t8-t9时段：原边电感lp为原谐振电容cr反向充电，谐振电容cr的电压逐渐增加，到t9时刻，谐振电容cr的电压增加到与电容ci的电压相等；

t9-t10时段：原边电感lp通过第一二极管dq1和电容ci续流，到t10时刻，主开关管q1的驱动电压ugs1变为高电平，此时原边电感lp的电流为负，主开关管q1不导通。