一种宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器的制作方法

本发明涉及dc-dc变换器技术领域，具体涉及一种宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器，适用于新能源发电系统前端直流电能变换场合。

背景技术：

目前，我国正在大力开发太阳能、风能、燃料电池等新能源。在新能源供电系统的前端，一般需要升压dc-dc变换器将光伏电池、燃料电池等低的输出电压抬高到200～400v直流母线电压，因此，前端dc-dc变换器的性能直接关系到新能源发电系统的整体技术，提高dc-dc变换器的效率、可靠性、减小体积与重量、降低成本具有重要的意义。

电流型推挽dc-dc变换器由于结构简单、高频变压器利用率高、具有电气隔离、自升压功能及输入电流纹波脉动小等优点常用于新能源发电系统前端直流升压场合。然而，传统的电流型推挽dc-dc变换器的功率管处于硬开关状态，开关损耗大，效率低；另外，功率管两端的电压应力因高频变压器漏感及回路寄生电容的谐振作用而远远高于两倍的输入直流电压。为了解决此类问题，中国发明专利公开号为cn1913309a公开了一种隔离型升压推挽式软开关dc-dc变换器，该变换器在高频变压器原边增加了两个辅助功率管和一个钳位电容，采用辅助功率管的驱动信号与主功率管驱动信号互补的pwm控制方式，进而使得所有功率管均可以实现零电压开通，功率管上的电压尖峰由钳位电路吸收，减小了功率管的电压应力。但是，此方法增加两个辅助功率管，同时也意味着增加了相对应的隔离驱动电路，结构相对复杂，制造成本较大，此外，零电压开通的负载范围受谐振电感(即高频变压器漏感)的影响，轻载下主功率管仍然工作在硬开关状态，随着开关频率的提高，开关损耗大。

技术实现要素：

本发明的目的旨在针对背景所述技术的不足，提出了一种宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器，其主要特点为：在宽负载范围内原边所有功率管可以实现零电压开通、副边二极管实现零电流关断；原边主功率管电压应力等于两倍钳位电容电压，增加的第三功率管电压应力等于钳位电容电压，副边二极管电压由输出电压钳位，功率器件上均无电压尖峰。

本发明为了实现上述目的，采用如下技术方案。

本发明的一种宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器，结构包括输入直流电压源vin，输入电感lb，辅助钳位电路，第一、第二功率管s1、s2，高频变压器tr，并联电感lp，整流二极管d4、d5，滤波电容co1、co2和负载ro。所述的辅助钳位电路包括第三功率管s3与钳位电容cc；所述的高频变压器tr包含原边第一绕组np1、原边第二绕组np2、副边绕组ns和原边等效漏感llk1、llk2；所述的第一、二、三功率管包括其反并联二极管d1、d2、d3与结电容c1、c2、c3。电路连接关系为：输入直流电压源vin的正极与输入电感lb的左端相连，输入电感lb的右端接于第三功率管s3的源极和第一、第二功率管s1、s2的漏极，第三功率管s3的漏极与辅助钳位电容cc的上端相连，第一功率管s1的源极与高频变压器原边第一绕组np1的同名端相连，第二功率管s2的源极与高频变压器原边第二绕组np2的异名端相连，np1的异名端与np2的同名端共同与钳位电容cc的下端和输入直流电压源vin的负极相连；高频变压器副边绕组ns的同名端与并联电感lp的上端共同接于整流二极管d4的阳极和d5的阴极，高频变压器副边绕组ns的异名端与并联电感lp的下端共同接于滤波电容co1的下端和co2的上端，二极管d4的阴极与滤波电容co1的上端共同接于负载rl的上端，二极管d5的阳极与滤波电容co2的下端共同与负载rl的下端相连。

本发明所述的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器功率管s1～s3的pwm驱动信号为：第一功率管s1与第二功率管s2的驱动信号为相位相差180度、占空比大于0.5的方波信号，第三功率管s3的驱动信号为第一、第二功率管s1、s2的互补信号，各个驱动信号之间增加一定的死区时间以实现功率管的零电压开通。

本发明所述的功率管s1、s2、s3为功率mosfet，所有功率管在宽负载范围内实现零电压开通，功率管上无电压尖峰，第一、第二功率管s1与s2电压应力等于两倍的钳位电容电压，第三功率管s3电压应力等于钳位电容电压。

本发明所述的整流二极管d4与d5在宽负载范围内实现可实现零电流关断，二极管两端无电压尖峰、电压应力为输出电压。

本发明所述的钳位电容电压vc＝vin/[2(1-d)]，d为功率管s1/s2的导通占空比。

本发明所述的并联电感用于辅助轻载下原边功率管的零电压开通。

本发明所述的钳位电路可用于吸收高频变压器及回路漏感的能量。

本发明与原有技术相比主要的技术特点为：在传统推挽变换器的基础上，通过调整高频变压器原边功率管的位置，增加一个辅助功率管、一个钳位电容和一个并联电感，在宽负载范围内可实现：所有功率管零电压开通、所有二极管零电流关断、功率器件上电压应力被有效钳位。相比已有拓扑结构，所发明的变换器结构相对简单，可实现高效率、高可靠性的电能变换。

附图说明

附图1为本发明提出的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器结构示意图。

附图2为本发明的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器实施结构示意图。

附图3为本发明的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器实施电路主要波形示意图。

附图4～附图11为本发明的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。

以上附图中的主要符号名称：vin：输入直流电压；lb：输入电感；s1～s3：功率管(mosfet)；c1～c3：功率管结电容；d1～d3：功率管体二极管；cc：钳位电容；tr：高频变压器；llk1、llk2：高频变压器原边等效漏感；np1、np2：高频变压器原边绕组；ns：高频变压器副边绕组；lp：并联电感；d4～d5：整流二极管；co1、co2：滤波电容；rl：负载电阻；ilb：流过输入电感的电流；is3+id3：流过功率管s3和二极管d3的电流；is1+id1：流过功率管s1和二极管d1的电流；is2+id2：流过功率管s2和二极管d2的电流；i1、i2：流过高频变压器原边绕组np1、np2的电流；is：流过高频变压器副边绕组的电流；ic：流过钳位电容的电流；ilp：流过并联电感的电流；vd4：二极管d4承受的反向电压；vo：输出电压；vc：钳位电容电压；vs2、vs3：功率管s2、s3承受的电压；ts：开关周期，d：占空比。ilpeak：流过并联电感的最大电流值；i’lpeak：最大并联电感电流折射到原边的值；ilb：输入电感的平均值。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。

附图1为本发明的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器结构示意图。

附图2、附图3分别是本发明的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器实施结构图及其主要波形示意图。如附图2所示，其结构由输入直流电压源1、输入电感2、辅助钳位电路3、主功率管4、高频变压器5、并联电感6、整流二极管7及滤波输出电路8组成。其中，vin为输入直流电压源，lb为输入电感，钳位电路由功率管s3与钳位电容cc组成，s1与s2为第一、二主功率管，d1～d3和c1～c3分别为功率管s1～s3的体二极管和结电容，tr为高频变压器，lp为并联电感，d4、d5为整流二极管，co1、co2为滤波电容，rl为输出负载。本变换器功率管s1～s3采用的驱动信号为：第一功率管s1与第二功率管s2的驱动信号为相位相差180度、占空比大于0.5的方波信号，第三功率管s3的驱动信号为第一、第二功率管s1、s2的互补信号，各个驱动信号之间增加一定的死区时间以实现功率管的零电压开通。

以附图2为主电路结构，结合附图3～附图11对本发明宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器的具体工作原理进行详细的论述。由附图3可知，变换器在一个开关周期可分为前、后半个周期工作，共为18个子模态，由于前、后半周期工作对称，下面详细的分析前半周期各个子模态的工作过程，即为[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]、[t4～t5]、[t5～t6]、[t6～t7]、[t7～t8]、[t8～t9]。

为了便于分析，先做假设：1)功率管s1～s3和整流二极管d4～d5为理想器件，导通压降为零；2)钳位电容cc与输出滤波电容co1、co2足够大，对应的电压vc与vo可看成两个恒压源；3)功率管s1～s3的结电容大小相等且为c1＝c2＝c3＝c，滤波电容相等且为co1＝co2；4)高频变压器的副、原边绕组的匝比为n＝ns/np1＝ns/np2，漏感llk1＝llk2＝llk。

1模态1[t0～t1][对应附图4]

在t0～t1阶段，功率管s3关断、s1和s2共同导通，副边整流二极管d4、d5截止，负载功率由输出电容co1、co2提供。此模态中，高频变压器绕组电压为零，并联电感短路，并联电感电流维持在反向最大电流值-ilpeak，原边电流i1和i2的大小为：

式(1)中i′lp_peak为最大并联电感电流折射到原边的值，大小为：i′lp_peak＝nilpeak。此模态，功率管s3两端的电压为vc，二极管d4、d5两端的电压为vo/2。

2模态2[t1～t2][对应附图5]

t＝t1时刻，关断功率管s2，由于c2的作用，功率管s2可以实现零电压关断。此模态下，一半的输入电感电流ilb/2对电容c2充电、c3放电使得s2两端电压上升、s3两端电压下降。副边状态与模态1一致，负载功率仍由输出电容co1、co2提供，到t2时刻，功率管s2和s3的电压变化至vs2＝vo/n、vs3＝vc-vo/(2n)，此模态结束。

3模态3[t2～t3][对应附图6]

t2时刻，一半的输入电感电流ilb/2继续对电容c2充电、c3放电，副边二极管d4开始导通，一半的输出电压vo/2作用于并联电感上，并联电感电流ilp从-ilpeak开始上升，变化大小为：

此模态下，流过钳位电容的电流ic上升，在t3时刻上升到最大值ic_peak，为了维持高频变压器的磁通量平衡，ic_peak＝ilb/2+i′lp_peak。t3时刻，功率管s3两端的电压放电至零，s2两端的电压充电至2vc，此模态结束。

4模态4[t3～t4][对应附图7]

t3时刻，功率管s3的反并联二极管d3开始导通，因此，s3可以实现零电压开通，原边电流i1因钳位电压vc与一半输出电压vo/2折射到原边的电压差而上升，并联电感电流ilp继续上升，变化斜率与模态3一样，流过辅助钳位电容的电流ic下降，大小为：

t4时刻，电流ic下降到零，流过功率管s1的电流上升到输入电感电流ilb，此模态结束。

5模态5[t4～t5][对应附图8]

t4时刻后，电流ic从功率管s3本体流过且继续与上一模态的斜率变化，原边电流i1与副边并联电感电流ilp的上升变化斜率也与上一模态一样，副边二极管d4导通续流。

t5时刻，电流ic从下降到其反向最大值-ic_peak-(ilb/2+i′lp_peak)，电流i1则上升到其最大值3ilb/2+i′lp_peak。

6模态6[t5～t6][对应附图9]

t5时刻，关断功率管s3，由于c3的作用，功率管s3可以实现零电压关断。原边电流i1则开始对电容c3充电、c2放电，由于t5时刻原边电流i2为零且此模态很短，因此，此模态可近似看成是漏感llk1与电容c3、c2谐振的过程，谐振角频率为：

功率管s3与s2两端的电压变化为：

t6时刻，当电容c2的电压放电到vo/(2n)，电容c3的电压充电至vc-vo/(2n)，此模态结束。

7模态7[t6～t7][对应附图9]

此模态下，因谐振作用，电容c2的继续放电、c3被充电，此模态非常短暂，原边电流i1略微下降。到t＝t7时刻，电容c2的电压放电至零、c3被充电至vc，此模态结束。

由模态7与8可以看出，并联电感的能量参与到c3充电、c2放电过程。因此，可以设计适当的电感lp，以保证轻载下电容c3、c2足够的充放电能量，进而使得功率管可以在宽负载范围内实现零电压开通。

8模态8[t7～t8][对应附图10]

t7时刻，二极管d2开始导通，因此，功率管s2可以实现零电压开通，原边电流i1开始以vo/(2n×llk)的斜率下降，电流i2则以vo/(2n×llk)的斜率上升。t8时刻，电流i1下降到等于输入电感电流ilb时，此模态结束。

9模态8[t8～t9][对应附图11]

t8时刻后，原边电流i1与i2继续与模态8的斜率变化，t9时刻，电流i1下降到(ilb+i′lp_peak)/2时，电流i2上升到(ilb-i′lp_peak)/2，此模态结束，此过程电流i1与i2的变化为：

此模态下，副边电流is因原边电流变化而变化，t9时刻，流过二极管d4的电流自然下降到零，二极管实现零电流关断。t9时刻以后，变换器进入后半个周期工作，其工作过程类似，此处不再重述。

综上所述可以得知，本发明的宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器具有以下几方面优点：

1)变换器拓扑结构与pwm驱动时序相对简单，易于实现。

2)在并联电感的辅助作用下，所有功率管在宽负载范围内实现零电压开通，二极管实现零电流关断，减小了开关损耗，提高了宽负载范围内的变换效率。

3)在钳位电路的作用下，高频变压器及回路漏感的能量可以被吸收，功率管与二极管上无电压尖峰，有利于器件的选型。