一种软开关三相电流型推挽直流变换器的制作方法

本发明涉及dc-dc电力电子变换器技术领域，具体涉及一种软开关三相电流型推挽直流变换器。

背景技术：

在由光伏、燃料电池等组成的新能源供电系统中，直流电能变换是一个重要的环节，直流电能变换环节主要由各类直流变换器完成，将光伏、燃料电池等输出的低电压(小于100v)抬升至较高的母线电压(大于200v)。因此，直流变换器的损耗占整个供电系统电能损耗的一大部分，研究高效率的直流变换器对新能源供电具有重要的意义。随着功率等级的提高，单相直流变换器器件电流应力大，进而对器件的要求更为苛刻，采用三相直流变换器为解决该问题的一种有效途径。此外，三相直流变换器可以提高输入输出电流脉动频率，进而减小滤波器的体积与重量。

电流型推挽直流变换器因结构简单、高频变压器利用率高、具有电气隔离和自升压功能等优点常用于低压升高压场合。ieeetransactionsonpowerelectronics期刊于2009年第24卷第2期论文《athree-phasecurrent-fedpush-pulldc-dcconverter》报道了基本的三相电流型推挽直流变换器，文献给出了三相推挽直流变换器前述的优点且详细分析了工作原理，最后进行了实验验证。但是，该变换器存在的问题是功率管工作在硬开关状态、开关损耗大；在关断过程中，由于硬开关状态及高频变压器漏感的影响，功率管两端存在很高的电压尖峰。针对此问题，ieeetransactionsonindustrialelectronics期刊于2013年第60卷第3期论文《azvs-pwmthree-phasecurrent-fedpush-pulldc-dcconverter》报道了一种零电压三相电流型推挽直流变换器，在基本的结构上增加了三个辅助功率管和一个钳位电容，采用相对应的pwm驱动信号使得所有功率管可实现零电压(zvs)开通、整流二极管零(zcs)关断，且功率管两端的电压能被钳位电容电压钳位，功率管的电压应力得到了很好的改善，有利于器件的选型。然而，该变换器增加了三个辅助功率管，同时意味着增加了三部分的隔离驱动电路，结构相对复杂，不利于系统稳定性的提高。

技术实现要素：

本发明旨在针对背景所述技术的不足，提出了一种结构简单的软开关三相电流型推挽直流变换器，在基本三相电流型推挽变换器的基础上，通过调整三个主功率管与高频变压器的位置，仅增加一个辅助功率管和一个钳位电容即可实现所有功率管的零电压开通，整流二极管零电流关断，减小了开关损耗。此外，主功率管上的电压由钳位电容电压钳位，副边整流二极管的电压由输出电压钳位，有效的减小了功率器件电压应力、便于器件的选型。

本发明为了实现上述目的，采用如下技术方案。

本发明的一种软开关三相电流型推挽直流变换，结构包括输入直流电压源vin，输入电感lb，辅助钳位电路原边第一功率管s1及其反并联二极管d1和结电容c1、第二功率管s2及其反并联二极管d2和结电容c2、第三功率管s3及其反并联二极管d3和结电容c3，y-y型结构三相高频变压器t，三相桥式二极管整流电路，滤波电容co及负载ro。所述的辅助钳位电路包括辅助功率管sa及其反并联二极管da和结电容ca，钳位电容cc；所述的三相高频变压器t包含原边第一绕组np1及其漏感llk1，原边第二绕组np2其漏感llk2，原边第三绕组np3及其漏感llk3，副边第一绕组ns1、第二绕组ns2和第三绕组ns3；所述的三相桥式二极管整流电路包含二极管dr1～dr6；电路连接关系为：输入直流电压源vin的正极接输入电感lb的左端，电感lb的右端与第一、二、三功率管s1、s2、s3的漏极和辅助功率管sa的源极相连，辅助功率管sa的漏极接于钳位电容cc的上端，第一、二、三功率管s1、s2、s3的源极分别与三相高频变压器的第一绕组np1、第二绕组np2、第三绕组np3的同名端相连，绕组np1、np2和np3的异名端共同与钳位电容cc的下端及输入直流电压源vin的负极相连；副边三个绕组ns1～ns3的异名端共同接于一点，第一绕组ns1的同名端与整流二极管dr1的阳极、dr4的阴极相连，第二绕组ns2的同名端与整流二极管dr2的阳极、dr5的阴极相连，第三绕组ns3的同名端与整流二极管dr3的阳极、dr6的阴极相连，整流二极管dr1、dr2和dr3的阴极共同接于输出滤波电容co的正极和负载ro的上端，输出滤波电容co的负极和负载ro的下端与整流二极管dr4、dr5和dr6的阳极相连。

本发明所述的软开关三相电流型推挽直流变换器的三相高频变压器为y-y型连结结构。

本发明所述的软开关三相电流型推挽直流变换器功率管s1～s3与辅助功率管sa的pwm驱动信号为：第一功率管s1的驱动信号为占空比大于0.66的方波信号，第二功率管s2的驱动信号为在第一功率管驱动信号的基础上相移120度，第三功率管s3的驱动信号为在第一功率管驱动信号的基础上相移240度，辅助功率管sa的驱动信号为第一、第二和第三功率管s1、s2、s3的互补信号。各个驱动信号之间增加一定的死区时间以实现功率管的零电压开通。

本发明所述的第一、第二、第三和辅助功率管s1、s2、s3与sa为功率mosfet，所有功率管在高频变压器漏感能量足够下均可实现zvs开通，所有功率管关断过程产生的电压尖峰均可由钳位电容抑制。

本发明所述的整流二极管dr1～dr6为自然换流，可实现零电流关断，二极管两端无电压尖峰。

本发明所述的辅助钳位电路不仅可以实现功率管上的电压钳位，同时也可吸收三相高频变压器及回路漏感的能量。

本发明与原有技术相比主要的技术特点为：在基本三相电流型推挽直流变换器的基础上，通过调整高频变压器原边功率管的位置，仅增加一个辅助功率管和一个钳位电容即可实现对所有功率管电压应力的钳位，回收漏感能量，减小器件的电压应力，所有功率管实现零电压开通；另外，高频变压器副边的整流二极管可实现零电流关断、无电压尖峰；变换器结构相对简单，可实现高能效、高可靠性的电能变换，适用于新能源供电系统前级直流升压场合。

附图说明

附图1为基本的三相电流型推挽直流变换器。

附图2为本发明提出的三相电流型推挽直流变换器结构示意图。

附图3为本发明的三相电流型推挽直流变换器实施结构示意图。

附图4为本发明的三相电流型推挽直流变换器实施电路主要波形示意图。

附图5～附图10为本发明的三相电流型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。

以上附图中的主要符号名称：vin：输入直流电压源；lb：输入电感；sa与s1～s3：功率管(mosfet)；ca与c1～c3：功率管结电容；da与d1～d3：功率管体二极管；cc：钳位电容；t：三相高频变压器；llk1、llk2、llk3：绕组np1、np2、np3上的漏感值(包含副边绕组ns1、ns2、ns3折射到原边的等效漏感值)，dr1～dr6：整流二极管；co：滤波电容；ro：负载电阻；ilb：流过输入电感的电流；isa：钳位电路支路电流；ip1、ip2、ip3：流过功率管s1、s2、s3的电流；is1、is2、is3：分别流过高频变压器副边绕组的电流；idr1：二极管dr1流过的电流；io：负载电流；vgs1～vgs3与vgsa：功率管s1～s3与sa的驱动电压：vp1：原边绕组np1的电压；vs1：副边绕组ns1的电压；vds1：功率管s1两端的电压；vdsa：辅助功率管sa两端的电压；vc：钳位电容电压；vo：输出电压；zvs：零电压开通；zcs：零电流关断。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。

附图2为本发明提出的三相电流型推挽直流变换器结构示意图。

附图3、附图4分别是本发明的三相电流型推挽直流变换器实施结构图及其主要波形示意图。如附图3所示，其结构由输入直流电压源1、输入电感2、辅助钳位电路3、主功率管4、三相高频变压器5、三相桥式二极管整流电路6及滤波输出电路7组成。其中，vin为输入直流电压源，lb为输入电感，辅助功率管sa与钳位电容cc组成钳位电路，s1、s2和s3为第一、二与第三主功率管，da与d1～d3和ca与c1～c3分别为辅助功率管sa与主功率管s1～s3的体二极管和结电容，t为y-y连结的三相高频变压器，二极管dr1～dr6组成三相桥式二极管整流电路，co为滤波电容，ro为输出负载。本变换器功率管sa与s1～s3采用的驱动信号为：功率管s1的驱动信号为占空比大于0.66的方波信号，功率管s2的驱动信号为在功率管s1驱动信号的基础上相移120度，功率管s3的驱动信号为在功率管s1驱动信号的基础上相移240度，辅助功率管sa的驱动信号为功率管s1、s2、s3的互补信号，各个驱动信号之间增加一定的死区时间以实现零电压开通。

附图3为主电路结构，结合附图4～附图10对本发明三相电流型推挽直流变换器的具体工作原理进行详细的论述。由附图4可知，变换器在一个周期内的工作可分为三个对称阶段，每一个阶段又可分为6个子模态，由于三个阶段对称，工作过程类似，下面详细的分析其中一个阶段中各个子模态的工作过程，分别为模态1[t0～t1]、模态2[t1～t2]、模态3[t2～t3]、模态4[t3～t4]、模态5[t4～t5]与模态6[t5～t6]。

为了便于分析，先做如下假设：1)功率管sa、s1～s3和整流二极管dr1～dr6为理想器件，导通压降为零；2)钳位电容cc与输出滤波电容co足够大，钳位电压vc与输出电压vo可看成两个恒压源；3)输入电感lb足够大，输入电流ilb能看作一个恒流源ilb；4)三相高频变压器的励磁电感足够大，励磁电流可忽略，每相漏感大小相等且为：llk1＝llk2＝llk3＝llk。

1模态1[t0～t1][对应附图5]

高频变压器原边主功率管s1～s3导通，辅助功率管sa关断，副边所有整流二极管dr1～dr6处于反偏截止状态，高频变压器绕组电压为零。由于对称关系，输入电流ilb平均分配并流过原边三个绕组，负载能量由输出电容co放电提供，此过程有：

ip1(t)＝ip2(t)＝ip3(t)＝ilb/3(1)

2模态2[t1～t2][对应附图6]

t1时刻，关断功率管s1，原边电流ip1(＝ilb/3)给结电容c1充电、ca放电，高频变压器三相绕组电压因ca上电压变化而变化，副边整流二极管dr1～dr6与模态1一致。此模态也可近似看作电流ip1迅速转移到钳位电路上，以维持输入电流ilb恒定，因此辅助功率管sa与主功率管s1两端的电压变化为：

t2时刻，ca两端电压vdsa下降到零，高频变压器原边绕组电压分别为：vp1＝-2vo/(3n)，vp2＝vp3＝vo/(3n)时，此模态结束。

3模态3[t2～t3][对应附图7]

t2时刻，二极管da导通，辅助功率管sa可实现零电压开通，由于电流isa反向，isa从辅助功率管sa的反并联二极管da流过，钳位电压与高频变压器绕组电压作用于漏感llk2和llk3上，原边电流ip2和ip3增加，isa减小。原边电流的变化迫使副边二极管dr2，dr3，dr4导通续流，能量由原边向副边传递。此原边电流ip2、ip3与isa变化大小为：

此模态下，高频变压器电压分别为：vs1＝-2vo/3，vs2＝vs3＝vo//3。t3时刻，电流isa反向减小至零，电流ip2＝ip3＝ilbl2，此过程结束。

4模态4[t3～t4][对应附图8]

t3时刻，电流isa开始从辅助功率管sa本体流过并逐渐正向增大，变化斜率与模态3一致，同时，电流ip2与ip3依然以模态3的斜率上升，高频变压器副边状态与模态3一致。t4时刻，关断辅助功率管sa，钳位支路电流isa增大到ilb/3，相应的电流ip2与ip3上升到2ilb/3，此模态结束。

5模态5[t4～t5][对应附图9]

t4时刻，关断辅助功率管sa，由于电容ca的作用，sa为零电压判断。电流isa下降，原边电流ip2和ip3共同对电容ca充电、c1放电。由于漏感llk1上的能量变化很小，因此，此模态下，可近似认为漏感llk2、llk3与电容ca、c1一起谐振，谐振角频率为：

此模态下，副边电流is2、is3因原电流ip2、ip3的谐振下降而略微下降，二极管工作状态与上一模态一致，仍然为dr2、dr3、dr4导通，dr1、dr5、dr6截止。t5时刻，电容ca电压谐振至vc，电容c1电压谐振至零，此模态结束。

6模态6[t5～t6][对应附图10]

t5时刻，主功率管s1的反并联二极管导通，s1可实现zvs开通，此后，三相高频变压器绕组电压vp1、vp2、vp3分别作用于漏感llk1、llk2、llk3上，因此原边电流ip1～ip3的变化为：

由式(5)知，电流ip1迅速上升，同时ip2与ip3同时下降且下降斜率为ip1的一半。t6时刻，ip1上升至ilb/3时，ip2与ip3下降至ilb/3，高频变压器绕组电压下降至零，同时，副边电流is1～is3因原边电流变化而下降，t6时刻，is1～is3下降到零，二极管自然关断，即实现零电流关断。

t6时刻以后，变换器进入另一个对称阶段工作，由于对称性，其工作过程类似，此外不再赘述。

综上所述可以得知，本发明的三相电流型推挽直流变换器具有以下几方面优点：

1)变换器拓扑结构与功率管控制开关时序简单，易于实现。

2)原边功率管利用高频变压器漏感的能量可实现零电压开通，减小了开关损耗，提高了变换效率。功率管上的电压被钳位电容电压钳位，减小了功率管上的电压应力。

3)副边整流二极管实现零电流关断，有效的抑制了二极管的反向恢复特性，同时，二极管上的电压由输出电压钳位，无电压尖峰，电压应力小。