用于优化开关磁阻电机控制策略的特征点位置角检测方法与流程

本发明属于开关磁阻电机领域，尤其涉及到一种开关磁阻电机的控制策略及其位置角检测方法。
背景技术：
：开关磁阻sr电机的最大优势是可随实际负载特性及所需调速要求的变化，通过及时调节各相绕组开关管的开通角θon和关断角θoff来随时适应其变化，以提高各运行工况时效率。因此特别适用于多变工况的负载，如电动汽车的驱动。开关磁阻电机驱动srd系统采用了转速外环、电流内环的双闭环控制。即需根据所测转速、电流反馈信息，按相应的控制策略来合理有效自动调节开通角θon和关断角θoff，使sr电机输出转矩恰满足负载之要求，所以确定及时调整各相开通角θon和关断角θoff的控制策略是改善srd系统调速性能的关键核心。如定义开通角θon为定子绕组接通电源瞬间定、转子磁凸极间的相对位置角；关断角θoff为定子绕组断开电源瞬间定、转子磁凸极间的相对位置角；则导通角θc＝θoff-θon。为随时满足汽车行驶所遇的各种多变路况，对驱动电机负载特性也提出了相应多变的独特要求。由此对电机驱动控制的关键也需及时做好负载特性匹配，要求随时按实际路况多变的行驶阻力，以输入最低电功率(为电流×电压)，获得恰符合路况对车轮转矩与转速所需的输出要求。即通过节能来充分提高续驶里程。而对sr电机的控制恰可按所检测的反馈信息来及时调节开通角θon和关断角θoff，即控制导通角θc来改变输入的平均电流，使恰好满足当前路况对车轮转矩及其车速的要求，如此通过优化sr电机的控制策略以达到最省电之目的。通过后述分析可知，若能直接检测到能反映各相绕组电感随定、转子凸极相重叠的间距而变化的各个特征点位置角，以此为依据即可有效改善其控制策略。对此还需利用适于对sr电机定性分析的线性模型来分析说明。如附图1所示为其线性电感l随转子位移角θ的变化关系，它即决定于定、转子凸极间相互位置关系的电机结构，也表明了各相绕组电感随定、转子凸极相重叠的间距而变化的各特征点位置角。附图1中τr为电机的电角度周期，也为转子极距宽；设转子凸极数为nr，则τr＝360°/nr＝βr+αr；αr为转子凹槽距宽；βr为转子凸极距宽；βs为定子凸极距宽；通常βr＞βs，αr＞βs。附图1中纵坐标为绕组电感l(θ)，横坐标为转子旋转的位置角θ。坐标原点θ＝0的基准点即为特征点位置角θ0，对应于定子磁凸极轴线(也为相绕组的中心)与转子凹槽中心相重合的位置，此时由于气隙磁导最小，电感为最小值lmin，所也称为最小电感lmin的非对齐位置，并将定子磁凸极表面到转子槽底的距离称为第二气隙δj。随转子转动使位置角θ增大，当转至特征点位置角θ1时，转子极弧与定子极弧开始重合，忽略磁饱和等因素影响使电感随之线性增大。当转至整个定子凸极弧与转子凸极弧相重合时，两个极面间的空气隙距离称为第一气隙δ，且电感达到最大值lmax，并在βr-βs内保持不变。随θ继续增大，定、转子极弧的重叠部分将线性减小，也使电感随之线性下降。在整个变化过程中随定、转子磁极重叠位置的增加与减少，各相电感也在lmin和lmax之间线性上升与下降，l(θ)的变化频率正比于转子凸极数nr，其变化周期即为电机的电角度周期，为360°/nr＝τr。结合附图1所示，则sr电机的运行原理也可表述为：当绕组电感l随转角θ增加，即使定、转子凸极相重叠而随之上升时，也就是在特征点θ1～θ2区域内，给绕组通入电流就产生驱动性磁阻转矩而进入电动状态；反之在绕组电感l随转角θ的增加，而使定、转子凸极相分离随之下降时，也就是在特征点θ3～θ4区域内，且绕组内存在电流，则产生制动性转矩而进入发电回馈状态。由此也说明只要根据转角位置检测，控制各相开关管的导通角，就能方便切换电动与发电两种状态，并具有极高的动态响应性。具体在各状态中也均要求及时、准确控制各相开关管的通与断，即需优化其控制策略来提高运行效率。对即能反映电机定、转子凸极距等主要磁路结构，又能表明电感l变化特性，且与电机控制策略紧密相关的各个特征点位置角，在附图1所示下方特用涂黑矩形表示了定、转子凸极齿的相对位置。其中θ-1～θ1为最小电感lmin的非对齐位置，而θ-1与θ4虽为一个电角度周期的起始角与终止角，但θ4也是下一电角度周期的起始角，所以θ-1与θ4实际也同为一个特征点，由此θ4也可用θ-1表示。于是定义θ1、θ-1分别为定子励磁极与转子磁极的临界重叠、相离位置角，或正、反向临界重叠位置角，或反、正向临界相离位置角；θhr、θ-hr均为半重叠位置角，也常分别作为正、反转关断角位置参考点；θ2～θ3为对齐位置或最大电感位置，而且θ2、θ3也分别为正、反向临界重叠位置角，或反、正向临界脱离重叠位置角；θa为对齐中心位置角。按图1所示各特征点位置角θ-1、θ0、θ1、θhr、θ2、θa、θ3、θ-hr、θ-1之间的各相距角度，也表明了sr电机定、转子凸极距的主要磁路结构参数：θ-1～θ0、θ0～θ1相距均为(αr-βs)/2；θ1～θhr、θhr～θ2、θ3～θ-hr、θ-hr～θ-1相距均为βs/2；θ2～θ3相距为βr-βs。为扩展sr电机调速范围，需在额定转速以下采用电流斩波(ccc方式)控制，以获得恒转矩调速特性；高于额定转速时采用角度位置(apc方式)控制，以获得恒功率调速特性。两种控制都要求合理确定开通角θon和关断角θoff。ccc控制方式通过斩波限流可在低速区适当改善转矩脉动，但也降低了效率。而apc控制方式恰是按当前转速和负载需求，通过及时调节开通角θon和关断角θoff来获得较高效率。如附图2所示为apc方式时不同开通角的电流波形，利用该图即可表明调整开通角θon位置也就改变了输入电流平均值，进而即调节了输出转矩。按附图2所示开通角θon的主要选择区在特征点θ0～θ1位置区，而特征点θhr是关断角θoff的选择参考点。现结合附图1、附图2来进一步解析说明。按附图1所示电感l随位移角θ的变化，设线性电感l随转子位移角θ的变化斜率为系数k＝(lmax-lmin)/(θ2-θ1)＝(lmax-lmin)/βs，则在电感上升区域θ1≤θ＜θoff内的电感l＝k(θ-θ1)+lmin。而经分析求解(此略)可得：在θ1≤θ＜θoff区域内的电流i(θ)＝(u/ω)(θ-θon)/[lmin+k(θ-θ1)]，对其微分即得在该电感l上升区域的电流变化率为：上式表明：若开通角θon＜θ1-lmin/k，则di/dθ＜0，电流将在电感上升区域θ1≤θ＜θoff内下降，电流波形为附图2中曲线1所示；若开通角θon＝θ1-lmin/k，则di/dθ＝0，电流将在电感上升区保持恒值不变，电流波形为附图2中曲线2所示；若开通角θon＞θ1-lmin/k，则di/dθ＞0，电流将在电感上升区域继续上升，电流波形为附图2中曲线3所示。由此表明，不同的开通角θon所得的电流波形不同，进而也就改变了输出转矩，按此即可作为sr电机控制策略的参考依据。按前述结合附图1所述的磁阻电机运行原理说明：sr电机仅在每相绕组电感l随转角θ而增大的变化周期内，即在特征点θ1～θ2位置区通入电流时才产生驱动性转矩。由此按理想状态分析：希望转角刚到θ1时电流跃升为负载所需值，而进入θ2时电流瞬间降为零。但实际由于绕组电感l的存在，电流上升与下降均需有个变化过程的周期，即按附图2所示的电流变化波形，均有一个上升期和下降期。按此为提高电机驱动运行效率，要求通过调节开通角θon以使绕组电流在其电感变化周期内的平均有效值恰好符合当前负载要求，同时控制关断角θoff以使续流电流恰好在电感上升期结束时(确保在电感进入下降区前)下降为零，以避免产生制动转矩。由此也就表明了优化调节开通角θon、关断角θoff的如下两个基本依据：第一、调节开通角θon的依据srd系统的电流反馈控制应以定、转子凸极刚进入重叠时，即在特征点θ1位置角处所测电流i*作为参考值，如附图2所示i1*、i2*、i3*分别对应于三种不同开通角，也对应三种可输出的转矩。若设开通角θon以刚进入重叠时的θ1为参考点，则也可用提前角θadv＝θ1-θon来表示。如此即可先通过下述分析的方法获得θadv后，再来确定开通角θon。通过分析一台m相sr电机，假设各相结构和电磁参数对称，根据电路基本定律，即可推导(此略)获得sr电机第k相绕组的电动势平衡方程式为：式中，uk为第k相绕组的端电压；rk为第k相绕组的内电阻；ik为第k相绕组的电流；lk为第k相绕组的电感。由于其中电阻压降rkik很小可忽略；而当定子凸极处于转子凹槽内时，参见附图1所示，即在特征点θ-1～θ1区间时电感恒为lmin，因此电感lk变化率(或)即为零，于是上式在θ-1～θ1区间时可被简化为：式中，uk即为母线电压u；δi＝i*为导通后电流上升值，也是在θ1位置时所测电流值；δθ＝θ1-θon＝θadv。由此可得提前角θadv＝lminωi*/u。其中最小电感量lmin可在调试驱动控制器前，由电感表实测被控电机来获得，因需在定子某相凸极与转子凹槽中心相对，即在特征点θ0处所测电感值为lmin，对此可用手推力来缓慢转动被控电机，以在此过程中所测得的最小电感值为lmin(顺此也可同时实测获得最大电感值lmax，并计算得线性电感l随转子位移角θ的变化率系数k＝(lmax-lmin)/βs)；角速度ω在电机运转中通过将所测转子位置角θ对时间t微分即得，也为所测特征点位置角的变化率，如测得转过一个电角度周期τr所需时间为t0,则ω＝τr/t0。从而以此计算获得θadv，即可确定开通角θon。根据前述所得电流在电感上升区时的变化率式(1)，结合附图2所示分析，可得开通角θon分别在θ-1～θ0、θ0～θ1、θ1～θhr三种特征点区域时，电机输出转矩和效率的三种特点：当开通角θon＜θ1-lmin/k，即di/dθ＜0时，参见如附图2所示曲线1的电流波形，由于此时θon较小，电流在电感最小lmin区域上升较快，到θ1处将会有相当大的数值，使旋转电动势引起的正压降超过了电源电压，所以进入电感上升区电流就会随之下降。由此分析当负载较大时，可将开通角θon减小，即增大电流以获得较大转矩，有时甚至使θon＜0，参见附图1所示，即将开通角θon往左移，但绝对不能超过附图1所示的θ-1，所以特征点θ-1位置角是调节开通角θon往前移的极限位置点，但开通角θon＜0时效率会有所下降，仅用于为提升电机的短时过载力矩，如克服电动汽车突遇较大路障，执行短期冲坡等。并此时关断角θoff也应适当提前，以确保续流在其电感l进入下降前结束。当开通角θon＝θ1-lmin/k，即di/dθ＝0时，参见附图2所示的曲线2电流波形，此时其旋转电动势恰好与电源电压平衡，所对应的平顶波峰值与电流有效值的比值较小，使得电机效率就较高，并对开关管器件也有益处，与其他两种电流波形相比，较为理想。当开通角θon＞θ1-lmin/k，即di/dθ＞0时，参见附图2所示的曲线3电流波形，此时由于θon较大，使到θ1处时电流还较小，所在有效工作区域内旋转电动势的正压降小于电源电压。由此分析此时的输出转矩虽较小，但输入电功率(电流有效值×电压)也较小，即使效率还不至于下降较多。所以当负载较小时，即可延迟开通角θon以减小输入电流平均值来保持仍有适当较高效率，而且开通角θon的推迟可超过特征点θ1，但不能推迟至特征点θhr(为常用关断角θoff参考点)处，即特征点θhr也是开通角θon推迟的极限点。综上三点所述说明：特征点θ0～θ1是开通角θon的主要参考选择区，并尽可能使开通角θon＝θ1-lmin/k，以获得理想电流波形和效率；当电机负载较大时，如当要求电机短时输出数倍的额定转矩，以短时适当的低效率来克服突遇的较大负载，需设开通角θon以特征点θ-1～θ0为选择区；而当电机所需负载较低时，可设开通角θon以特征点θ1～θhr为选择区，以减小输入电流平均值来争取仍能保持适当效率。设在特征点θ1位置角处实测电流i为与转矩相关值a，实测角速度为ω实测，指令设定角速度为ω设定，则可根据所计算a(ω实测-ω设定)值来调节开通角θon。当该值为正(即要求降速)时，则应推迟开通角θon，如按附图1所示即开通角θon需往坐标正向调，如固定关断角θoff也就缩小了导通角θc；反之当该值为负(即要求升速)时，则应提前开通角θon，即将开通角θon按图1所示往坐标负向调，如固定关断角θoff也就扩展了导通角θc。所需调整量与计算a(ω实测-ω设定)的绝对值成正比。但由于上述利用附图1所示分析是在忽略一些次要因素，假设电感l随位置角θ以线性变化进行的，实际运行中由于存在磁路饱和状态等因素必会引起非线性。为此开通角θon还必需通过反馈控制，如采用比例积分微分pid控制器、模糊控制、神经网络控制、自适应控制等方法来自动调整。第二、调节关断角θoff的依据和缩短续流期的方法当在θoff≤θ＜θ2区域内时，该相开关管关断进入续流阶段，经分析求解(此略)可得：在θoff≤θ＜θ2区域的续流期电流i(θ)＝(u/ω)(2θoff-θon-θ)/[lmin+k(θ-θ1)]，设该式i(θ)＝0可得：必须要求控制θoff＜(θon+θ2)/2，即能确保续流电流i(θ)在电感上升到最大恒值区(即为θa＝θ2～θ3)前降为0。由此即说明要求关断角θoff也须随开通角θon提前(推迟)而向前(向后)移，如开通角改变δθon，按上式则关断角θoff也应随所改变的方向移动约δθon/2。但由于前述分析是在线性模型假设条件下推导所得，所其系数(1/2)也需作相应修正，如改变角δθoff约为(0.3～0.4)δθon，并随转速上升而减小所移角度的系数。而且该系数也需在实验中通过测试来不断完善。根据前述结合附图1所表述的磁阻电机运行原理可知：对于关断角θoff在确保续流期不产生制动转矩前提下，要求θoff越往后移效率越高。即关断后希望续流时间越短越好，由此要求续流电流越大越好，按电路阻抗定律分析可知，也就是希望使整个续流回路尽可能增大电压u、而减小其阻抗z，其方法分别有：1)每相采用上下两只开关管，并要求同步关断，经续流二极管反向后，此时较高的电感电动势与电源电压叠加，就能形成较大的续流电流，且随着续流将结束时电感电压也下降。而如采用开关管可省一半的电容裂相型电路，由于续流时其电容已在前一阶段放电，所只有电感两端电压，续流电流也就减小，而延长了续流时间，进而将影响运行效率。2)按电路分析理论所述，电感l与电容c串联后可使得其阻抗z＝ωl-1/ωc，即在续流回路内串入电容可降低其阻抗z值。如将电容c与绕组电感l串联，就理论来说希望电容c＝1/ω2l，如此就能使其阻抗z＝ωl-1/ωc趋于0，即可极大提高续流电流，来缩短续流时间。通过上述对sr电机线性模型的定性分析，说明了各特征点位置角与控制策略及其算法之间的关系，按控制算法需根据转速的实测值和指令值之差、当前负载的变化特性来及时改变控制各相绕组开关管的开通角θon与关断角θoff。转速的实测值可按实测特征点位置角的变化速率及电机结构的电角度来计算。负载特性可按在特征点位置角θ1处实测的电流值来比较估算。开通角θon的参考位置在特征点θ0～θ1处，当负载较大要求电机输出较大过载转矩时，可提前开通角θon，但不能提前至特征点θ-1处，即应以θ-1为开通角θon提前的极限点。而当负载较小时，即可延迟开通角θon以减小输入电流平均值来保持仍有适当较高效率，其开通角θon的推迟可超过特征点θ1，但不能推迟至特征点θhr(为常规关断角θoff参考点)处。而对于关断角θoff的控制还需根据续流是否能在特征点θa处结束，即需在转子转至特征点θa处时实测流过续流二极管的电流是否刚好为零，否则即需调整关断角θoff：若续电流在特征点θa位置处还未结束为零就需提前关断角θoff，否则应延迟关断角θoff。为此需在特征点θ2位置处及时检测流过续流二极管的电流，以能及时调整关断角θoff。由此说明及时、准确检测电机每相的各个特征点位置角对优化控制策略至关重要。并且对于sr电机的驱动控制除了需及时确定如何调整开通角θon和关断角θoff外，还需在电机启动时根据所需转向确定应先接通哪相绕组和接下来需接通的相位顺序。由于电机停止后启动时，定、转子凸极间的相对转角位置为随机不定状态，即需实测当前位置角状态，来判断确定按所需转向应先接通哪一相绕组的开关管，然后按序逐相接通与适时切换各相绕组开关管。为此特采用caxa电子图板软件制作了定、转子凸极，按所设想的各光耦相隔间距及其码盘形状的位置图，利用caxa软件作图功能以动态模拟同步转动转子与码盘来分析：根据磁阻转矩产生原理，要求当转子凸极趋向于靠近定子某相凸极时，即需接通该相绕组。观察模拟转动中的各种随机位置，按所需转向确定应先接通的相应绕组相位。通过分析可知：转子每转过一个步距角θb＝τr/m过程中，必存在一次切换绕组相的极限转折点。并需在一个电角度周期τr＝360°/nr内切换m(电机相数)次各相绕组，也就是每经过步距角θb度即需进行一次绕组切换。由于电机启动时总希望转矩尽可能大，再按磁阻转矩产生原理分析：要求定、转子凸极尽可能多地重叠，但又不应超过半重叠θhr(通常为绕组的关断角θoff)位置。因此对于电机停止在转子处于不定的随机状态启动时，如何按光耦输出状态来判断首先应接通哪相绕组？为此参照后述以五相10/8极sr电机为实施例，借助于相应的码盘图，通过模拟同步旋转转子与码盘分析得出：若要求顺时针旋转，启动时实测特征点位置角，当在cθa～bθa范围内应接通a相、在bθa～aθa范围内应接通e相、在aθa～eθa范围内应接通d相、在eθa～dθa范围内应接通c相、在dθa～cθa范围内应接通b相，启动后绕组切换顺序为a、e、d、c、b、a；若要求逆时针旋转，启动时实测特征点位置角，当在cθa～dθa范围内应接通e相、在dθa～eθa范围内应接通a相、在eθa～aθa范围内应接通b相、在aθa～bθa范围内应接通c相、在bθa～cθa范围内应接通d相，启动后绕组切换顺序为a、b、c、d、e、a。按上述分析得出起动时最佳绕组接通切换点应在定、转子凸极中心对齐的θa位置处，即在各位置角区域中，起动时应先接通的绕组相位如下表所示：为此也将在后述对所提出的码盘中，采用模拟动态旋转观察结果的列表中，均在相应特征点区域注明当需顺、逆时针旋转时，应先接通的绕组相位名，以便电机启动时控制用。综上所述即表明：对sr电机的驱动控制必须根据电机的具体结构来进行。而长期来实际应用中往往存在非关联的通用性现象：即只要sr电机的相数和定、转子凸极数相同，均可由相同驱动控制器来运行。具体来说，编制sr电机控制策略算法的软件人员往往还根本不知sr电机定、转子的凸极距等具体结构参数，由此引起电机运行中性能与效率难以进入最佳状态。而若采用下述具有与定、转子凸极距等具体结构相关的特征点码盘作位置角检测，虽然编制sr电机控制策略算法的软件人员也无需得知sr电机定、转子的凸极距等具体参数，但由此检测获得的特征点位置角已反映了定、转子凸极距等具体结构参数，如此控制算法的软件人员只要按上所述原理，即可方便编制及优化sr电机控制策略的算法软件。在此还需特别强调说明：由于sr电机双凸极结构而引起的开关性，常运行于磁路饱和状态而导致的非线性，为此对电机各物理量的精确解析计算需通过复杂的非线性建模来分析，对此也只能借助计算机有限元仿真分析。所以上述用于定性分析的sr电机线性模型，虽能表明sr电机内部的基本电磁关系和基本特性，但相对精确度来说还存在一定的误差。为此即需强调，上述根据检测由电机结构确立的各相特征点位置角，来控制各相绕组与电源的通、断时刻，还需通过反馈控制来自动补偿，以达到进一步提高效率为目标。技术实现要素：为了克服现有技术对sr电机驱动的控制策略中未能通过检测与被控电机结构紧密相关的各特征点位置角，使得难以按所带负载的特性变化来及时调整开通角与关断角，以使未能较好实现负载特性匹配，而使运行效率较低的不足。本发明提出了用于优化开关磁阻电机控制策略的特征点位置角检测方法，根据所测特征点位置角来及时调节各相开通角θon和关断角θoff，以随时适应多变工况的负载特性匹配，从而提高各运行工况时效率来实现最大节能。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种用于优化开关磁阻电机控制策略的特征点位置角检测方法，对各相绕组电感随定、转子凸极重叠间距改变而变化的各个特征点位置角检测，根据被控sr电机的设计制作参数：相数m、定子凸极数ns、转子凸极数nr、定子极弧系数ps、转子极弧系数pr；计算出：电角度周期＝转子极距τr＝360°/nr、步距角θb＝τr/m、定子极距τs＝360°/ns、定子凸极距βs＝τs×ps、转子凸极距βr＝τr×pr、转子凹槽距αr＝τr-βr；再计算出各特征点位置角θ-1、θ0、θ1、θhr、θ2、θa、θ3、θ-hr、θ-1的间距角度：θ-1～θ0、θ0～θ1相距为(αr-βs)/2；θa为θ2～θ3的中间位置角；按常规情况βr＞βs时计算，θ2～θ3相距为βr-βs；θ1～θhr、θhr～θ2、θ3～θ-hr、θ-hr～θ-1相距为βs/2；若βs≥βr时，则θ2～θ3相距为βs-βr；θ1～θhr、θhr～θ2、θ3～θ-hr、θ-hr～θ-1相距为βr/2。进一步，用于优化开关磁阻电机控制策略的特征点位置角检测方法采用码盘，码盘上具有能反映与被控sr电机结构相关的各特征点位置角的透光极、挡光极，并利用光耦(光电开关)对各特征点位置角进行检测。该方案为硬件直接检测实施法。或者是，也可根据sr电机绕组电感l为位置角θ和电流i的函数，通过实测没通电绕组的电感，即采用无传感器位置角检测法，根据在各特征点位置角通过实测所得电感值与其变化关系，来判别定、转子凸极间相对位置角和所述特征点位置。并根据专利号zl201310360010，专利名为“电动汽车直驱轮毂电机及其电动汽车”所述：为减小直驱轮毂sr电机的转矩脉动，要求采用其五相电机结构。而通过对五相sr电机的运行分析可知：五相sr电机运行时总有两相绕组没通电，即可方便地实测没通电绕组的电感，来获得对应的各个特征点位置角，如此也更便于实施无传感器位置角检测法。以此就可省去各种位置角检测器在电机内所占用的宝贵空间，电感检测电路还可采用集成电路芯片制作，以大批量生产时成倍降低其成本。该方案即为软件间接检测实施法。再或者是：也可利用通常对电机转角检测的各种方法：如光电编码器、旋转变压器等，根据前述所计算的各特征点位置角间距值，结合电机装配时所用转角检测器绝对点与定、转子凸极的相对角度值，即可通过实测所转角度，再计算获得各特征点位置角来进行相应控制。该方案也为软件间接检测实施法。本发明的技术构思：多年来本发明人通过全面深入分析即决定于定、转子凸极间相互位置关系的sr电机结构，也能表明各相绕组电感随定、转子凸极相重叠间距而变化的各特征点位置角，如附图1所示的线性电感l随转子位移角θ变化关系图。结合sr电机采用效率较高的角度位置apc方式控制时不同开通角的电流波形，如附图2所示。利用前述在技术背景中的分析已表明：通过实测sr电机的各个特征点位置角，并按所述依据即可有效改善其控制策略。本发明的有益效果主要表现在：通过检测与被控电机结构紧密相关的各特征点位置角，来优化sr电机的控制策略，使得能更好地满足多变工况(如电动汽车驱动)的负载特性，根据所测特征点位置角来及时调节各相开通角θon和关断角θoff，以随时适应多变工况的负载特性匹配，从而提高各运行工况时效率来实现最大节能。附图说明图1是sr电机线性电感l随转子位移角θ的变化关系图。图2是apc方式时不同开通角的电流波形图。图3是第一种码盘的1/2图。图4是第二种码盘的1/2图。具体实施方式下面结合附图对本发明作具体说明。参照图3和图4，一种用于优化开关磁阻电机控制策略的特征点位置角检测方法，所述特征点位置角即决定于定、转子凸极间相互位置关系的电机磁路结构，也表明了各相绕组电感随定、转子凸极间相重叠而变化的关系；对各相绕组电感随定、转子凸极重叠间距改变而变化的各个特征点位置角检测，根据被控sr电机的设计制作参数：相数m、定子凸极数ns、转子凸极数nr、定子极弧系数ps、转子极弧系数pr；计算出：电角度周期＝转子极距τr＝360°/nr、步距角θb＝τr/m、定子极距τs＝360°/ns、定子凸极距βs＝τs×ps、转子凸极距βr＝τr×pr、转子凹槽距αr＝τr-βr；再计算出各特征点位置角θ-1、θ0、θ1、θhr、θ2、θa、θ3、θ-hr、θ-1的间距角度：θ-1～θ0、θ0～θ1相距为(αr-βs)/2；θa为θ2～θ3的中间位置角；按常规情况βr＞βs时计算，θ2～θ3相距为βr-βs；θ1～θhr、θhr～θ2、θ3～θ-hr、θ-hr～θ-1相距为βs/2；若βs≥βr时，则θ2～θ3相距为βs-βr；θ1～θhr、θhr～θ2、θ3～θ-hr、θ-hr～θ-1相距为βr/2。进一步，用于优化开关磁阻电机控制策略的特征点位置角检测法采用码盘，码盘上具有能反映与被控sr电机结构相关的各特征点位置角的透光极、挡光极，并利用光耦(光电开关)对各特征点位置角进行检测。该方案为硬件直接检测实施法。或者是，也可根据sr电机绕组电感l为位置角θ和电流i的函数，通过实测没通电绕组的电感，即采用无传感器位置角检测法，根据在各特征点位置角通过实测所得电感值与其变化关系，来判别定、转子凸极间相对位置角和所述特征点位置。该方案即为软件间接检测实施法。再或者是：也可利用通常对电机转角检测的各种方法：如光电编码器、旋转变压器等，根据前述所计算的各特征点位置角间距值，结合电机装配时所用转角检测器绝对点与定、转子凸极的相对角度值，即可通过实测所转角度，再计算获得各特征点位置角来进行相应控制。该方案也为软件间接检测实施法。由于目前各种转角检测器价格较高，检测精度较低，在此提出采用码盘，利用光耦(光电开关)检测的方法。码盘上具有能反映上述各特征点位置角的透光凹槽和挡光凸极，为提高检测精度要求码盘直径有足够大，尤其为改善sr电机转矩脉动需增加相数和极数，使各特征点位置角的间距相应减小，所需分辨的角度也同步缩小。所该法特别适于低速直驱的大直径外转子轮毂电机。采用码盘通过光耦检测的方法，按码盘形状与所配光耦个数、相距角度等可选用多种组合方案。为此采用caxa电子图板软件制作了十多种所设想的码盘形状与所配光耦不同个数的组合方法，并利用caxa软件作图功能以动态模拟同步转动转子与码盘来进行检测分析，通过模拟运行所制模型分析比较，在此选取具有特色且较典型的二种码盘检测方法，予以逐一说明。按前所述码盘所反映的各个特征点位置角：θ-1、θ0、θ1、θhr、θ2、θa、θ3、θ-hr、θ-1的间距应与被控sr电机的定、转子凸极距相对应。作为实施例，参考专利号zl201310360010，专利名为“电动汽车直驱轮毂电机及其电动汽车”所述：为减小直驱轮毂sr电机的转矩脉动，要求采用五相sr电机结构，如此将使上述特征点位置角θx个数增加相数(5)倍。并通过进一步分析可知：如使某些特征点θx之间的相距为该电机步距角θb的整数倍，则会使各相不同的特征点在同一位置角重叠出现，而使所测状态值减少。在此为不失一般性地更全面说明，要求实施例也需使各特征点θx之间的相距均不为步距角的整数倍，为此设被控电机为五相10/8极，即电角度周期为转子极距角τr＝360/8＝45°，各相关结构参数设为：βr＝16°、αr＝29°、βs＝15°。根据图1所示即可确定各特征点间距为：θ-1～θ0、θ0～θ1相距均为(αr-βs)/2＝7°；θ1～θhr、θhr～θ2、θ3～θ-hr、θ-hr～θ-1相距均为βs/2＝7.5°；θ2～θ3相距为βr-βs＝1°。即可表述为如下表所示：实施例1码盘方案1：参照图3，该方案由三层特征点圆弧槽结合一层相距9°的透、挡光层组成。第一层特征点圆弧槽由a、b、c、d、e五个光耦检测，第二、三层特征点圆弧槽分别由光耦1、2检测，再增加一层相距9°的透、挡光层由光耦3检测以作分辨特征点状态值用。根据电机外转子半径为173mm，设码盘半径也为r173mm，在此设光耦a、b、c、d、e的射光中心点位于圆弧半径r160mm处，分别位于各相的凸极中心，即各相光耦相距均为定子极距角36°，并设光耦c与y轴对齐，也是起始位置处，即在光耦c与转子凸极中心对齐处；设光耦1的射光中心点位于圆弧半径r156mm处；光耦2的射光中心点位于圆弧半径r152mm处。光耦1、光耦2分别与光耦c中心向逆、顺时针转过45°。由于从某相的θa切换到下一相的θa时均需转过步距角θb＝9°，为此增加一层以9°为间距的凹凸透、挡光极，但在电角度45°周期内应划分为偶数个透、挡光极，为此将透、挡光极间距分别设置为9°、18°、9°、9°，设该层透、挡光极位于r149～r147处，光耦3的射光中心点位于r148处。如此在电角度45°内四层透、挡光极圆弧槽相距如下表所示，各层光耦的检测状态值按透光为1、挡光为0表示。按上表说明第四层挡光距为18°的后沿相距y轴为1.5°＝6°+18°-22.5°，而该层检测光耦3的射光中心相距y轴逆时针转过8°。若设光耦的窄缝为0.27mm，光耦检测处的码盘直径按平均约为310mm计算，则光耦检测分辨率可达约为0.1度≈0.27×360/(310×л)，由于光耦按窄缝0.27mm绘制，将因尺寸太小难以分辨看清，所绘图时采用光耦按0.4×1.4绘制，即窄缝为0.4mm相当于0.1°。按此绘制成第一种码盘的1/2图，即图3。观察时利用电子图板旋转作图功能：选中码盘后输入旋转基点坐标(0,0)，再按下表所示输入所需旋转的相隔角度值。并按逆时针为+、顺时针为-；遮光为0、透光为1。并在特征点θx状态变换处用01表示。现将逐次旋转观察结果列表如下：转过电角度45°后即为周期性循环,光耦状态值也周而复始出现。将上表在45°电角度周期中出现的35个特征点区间，由8个光耦测得0、1状态值，按a、b、c、d、e、1、2、3顺序作为二进制位数，转换成35个十进制数为：72、74、90、82、210、146、180、164、165、173、45、109、77、93、85、84、212、148、178、162、170、42、43、107、79、95、87、215、151、150、176、160、168、40、104。再按从大到小排序：215、212、210、180、178、176、173、170、168、165、164、162、160、151、150、148、146、109、107、104、95、93、90、87、85、84、82、79、77、74、72、45、43、42、40，由此即说明无重复数。如此即可用35个状态值来判断35个不同特征点区间。根据a、b、c、d、e每相各有7个特征点区间，通过下述列表分析说明c相的7个特征点区间只要由光耦c、1、2所测得状态值即可辨别；而a、b、d、e各相的7个特征点区间需要该相的光耦，再结合光耦c、1、2、3所测得状态值来辨别。于是按此分类后，分别将上表中相应的光耦所测得二进制的状态值表示于下述各表中，并分别计算出对应光耦状态值的十进制数，以作比较辨别：根据上表中所转换的十进制数均无重复数，即可由该十进制数来辨别a相的7个特征点区间，即当该十进制数为18、28、29时表明a相的所在区间为θ0～1；当该十进制数为13、5、4时表明a相的所在区间为θ1～hr；当该十进制数为20、26时表明a相的所在区间为θhr～2；当该十进制数为10时表明a相的所在区间为θ2～3；当该十进制数为11、7时表明a相的所在区间为θ3～-hr；当该十进制数为23、22、24时表明a相的所在区间为θ-hr～-1；当该十进制数为8、0、2时表明a相的所在区间为θ-1～0。根据上表中所转换的十进制数均无重复数，即可由该十进制数来辨别b相的7个特征点区间，即当该十进制数为29、21、20时表明b相的所在区间为θ0～1；当该十进制数为4、10、11时表明b相的所在区间为θ1～hr；当该十进制数为27、23时表明b相的所在区间为θhr～2；当该十进制数为7时表明b相的所在区间为θ2～3；当该十进制数为6、8时表明b相的所在区间为θ3～-hr；当该十进制数为24、16、18时表明b相的所在区间为θ-hr～-1；当该十进制数为2、12、13时表明b相的所在区间为θ-1～0。特征点cθ0～1cθ1～hrcθhr～2cθ2～3cθ3～-hrcθ-hr～-1cθ-1～0光耦c1010010光耦10100011光耦21100100十进制5340162根据上表中所转换的十进制数均无重复数，即可由该十进制数来辨别c相的7个特征点区间，即当该十进制数为5时表明c相的所在区间为θ0～1；当该十进制数为3时表明c相的所在区间为θ1～hr；当该十进制数为4时表明c相的所在区间为θhr～2；当该十进制数为0时表明c相的所在区间为θ2～3；当该十进制数为1时表明c相的所在区间为θ3～-hr；当该十进制数为6时表明c相的所在区间为θ-hr～-1；当该十进制数为2时表明c相的所在区间为θ-1～0。根据上表中所转换的十进制数均无重复数，即可由该十进制数来辨别d相的7个特征点区间，即当该十进制数为23、22、24时表明d相的所在区间为θ0～1；当该十进制数为8、0、2时表明d相的所在区间为θ1～hr；当该十进制数为18、28时表明d相的所在区间为θhr～2；当该十进制数为12时表明d相的所在区间为θ2～3；当该十进制数为13、5时表明d相的所在区间为θ3～-hr；当该十进制数为21、20、26时表明d相的所在区间为θ-hr～-1；当该十进制数为10、11、7时表明d相的所在区间为θ-1～0。根据上表中所转换的十进制数均无重复数，即可由该十进制数来辨别e相的7个特征点区间，即当该十进制数为24、16、18时表明e相的所在区间为θ0～1；当该十进制数为2、12、13时表明e相的所在区间为θ1～hr；当该十进制数为29、21时表明e相的所在区间为θhr～2；当该十进制数为5时表明e相的所在区间为θ2～3；当该十进制数为4、10时表明e相的所在区间为θ3～-hr；当该十进制数为26、27、23时表明e相的所在区间为θ-hr～-1；当该十进制数为7、6、8时表明e相的所在区间为θ-1～0。实施例2码盘方案2参照图4，该方案是将特征点设为窄缝槽，再结合三层透光圆弧槽来测试。由于将码盘在特征点处设为窄缝来检测，所测光耦仅在特征点窄缝处时输出为1状态，其余均为0状态。为此还需增设三层透、挡光极的圆弧槽，分别用3个光耦来辨别各相的特征点。对于特征点窄缝检测层位于半径r161mm处，采用五只光耦a、b、c、d、e检测，并分别与各相的定子凸极中心线对齐，即各相光耦相距均为定子极距角36°，如此使每当转至各相特征点位置时，也恰使该相光耦在特征点的窄缝处，以使状态也随之转为1。若设光耦的窄缝为0.27mm，光耦检测处的码盘直径按平均约为310mm计算，则光耦检测分辨率可达约为0.1度≈0.27×360/(310×л)，由于光耦按窄缝0.27mm绘制，将因尺寸太小难以分辨看清，所绘图时采用光耦按0.4×1.4绘制，即窄缝为0.4mm相当于0.1°。特征点θa的窄缝根据θ2～θ3＝1°，再加上光耦检测分辨率约为0.1°，所以设为1.1°×4mm；而特征点θ0、θ1、θhr、θ-hr、θ-1的窄缝均设为0.7mm×4mm。设起始位置为光耦c与转子凸极中心对齐处。各特征点的相隔角度根据被控电机结构设置，即按如下所示各特征点的间距表设置：三层透光圆弧槽的各层均用一只光耦检测，分别位于码盘半径r156mm、r152mm、r148mm处。位于r156mm处的第一层由光耦1检测；位于r152mm处的第二层由光耦2检测；位于r148mm处的第三层由光耦3检测。为辨别a、b、c、d、e五相的各个特征点区域，通过模拟旋转试验需将45°电角度周期划分为七个区域，并将码盘在45°电角度周期内三层的透光、挡光极距设置为如下表所示，并3层光耦的检测状态值按透光为1、挡光为0表示。并设光耦1与定子的c相凸极中心向逆时针偏转27°＝9×3；光耦2、3相距光耦1分别为向顺时针偏转45°、90°。为避免三个光耦由于恰在特征点位置处变换状态，而造成试验中观察结果的十进制数可能重复，为此将三只光耦1、2、3组合后再向顺时针偏转一个窄缝宽度0.1°。按此绘制成第二种码盘的1/2图，即图4。观察时利用电子图板旋转作图功能：选中码盘后输入旋转基点坐标(0,0)，再按表所示输入所需旋转角度。按逆时针为+、顺时针为-；遮光为0、透光为1。现将逐次旋转观察结果列表如下：转过电角度45°后即为周期性循环,光耦状态值也周而复始出现。将上表中在30个特征点处由8个光耦测得0、1状态值，按a、b、c、d、e、1、2、3顺序作为二进制位数，转换为30个十进制数顺次为：35、19、11、129、65、33、17、9、133、69、37、21、13、130、66、34、18、10、134、64、32、16、8、135、71、39、23、15、131、67。再从大到小以次排序为：135、134、133、131、130、129、71、69、67、66、65、64、39、37、35、34、33、32、23、21、19、18、17、16、15、13、11、10、9、8。经比较均无重复数，即可按此状态值来辨别转子所处的特征点位置角。通过上述两种码盘与外转子同步旋转检测，即可根据光耦的输出状态值按表所示判断出当前电机各相凸极相对转子所处各特征点位置，以此即可按前分析所述获得控制电机各相开关管的参考依据。当前第1页12