五相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法与流程

本发明属于电机控制
技术领域：
，具体涉及五相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法。
背景技术：
：多相永磁同步电机驱动系统具有多自由度控制优点，所以其驱动系统运行可靠性高，即使因电机绕组缺相或逆变桥臂故障，仍然可以借助剩余的控制自由度实现电机的容错运行。由于采用永磁体激磁，流入定子绕组的电流中可以全部为有功成分，从而实现电机定子侧高功率因数运行。所以，多相永磁同步电机在高可靠性、高功率因数要求场合具有独特的应用优势。通常多相永磁同步电机制作成隐极式结构，这样整个电机电磁转矩仅仅由定子电流与转子永磁磁场相互作用产生的电磁转矩部分，没有磁阻转矩，从而降低了电机负载能力；另一方面，定子采用分布绕组，定子绕组中产生的反电动势为正弦波，定子绕组中流进正弦波电流。实际上，多相永磁同步电机定子绕组中产生的反电动势也并非标准的正弦波，其中谐波反电动势也可以产生电磁转矩输出，从而增强电机的负载能力。所以电机的凸极现象和电机谐波均可以用来增强电机负载能力，如何结合这两方面的优势，构建高负载能力的多相永磁同步电机驱动系统还未见文献公开过。技术实现要素：本发明提供一种五相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法，目的是提高五相永磁同步电机驱动系统的转矩控制能力。本发明五相永磁同步电机定子绕组中反电动势中含有较高比例的三次谐波，利用五相逆变器输出电压矢量同时在基波平面和三次谐波平面中构建双电磁转矩、定子磁链的直接控制策略；同时，利用电机的凸极现象构建每安培最大转矩算法对双平面上的定子磁链幅值不断刷新。为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种五相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法，包括如下步骤：步骤s1：利用正交变换矩阵t5将电机的五相输入电流isa～ise变换至α1β1-α3β3静止坐标系中，得到基波电流isα1isβ1、三次谐波电流isα3isβ3，α1β1和α3β3分别为基波和三次谐波静止坐标系；变换过程为：其中，isz为零序电流，α＝72°；步骤s2：计算基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3；步骤s3：根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1矢量ψs1的辐角并判断矢量所处α1β1平面扇区编号θsi；根据三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3矢量ψs3辐角并判断矢量所处α3β3平面扇区编号θxi；步骤s4：采用最大转矩电流比控制策略，并采用曲线拟合的方式求出随电磁转矩变化而动态变化的定子基波磁链幅值给定定子三次谐波磁链幅值给定和三次谐波转矩占总转矩的比例系数k3的函数关系式步骤s5：根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1及定子磁链幅值给定值经第一磁链滞环比较器，输出控制基波平面定子磁链幅值的变量φ1；根据三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3及定子磁链幅值给定值经第二磁链滞环比较器，输出控制三次谐波平面定子磁链幅值的变量φ3；步骤s6：计算基波平面电磁转矩te1和三次谐波平面电磁转矩te3；步骤s7：将基波平面电磁转矩te1及其给定值输入第一转矩滞环比较器，输出控制基波平面电磁转矩变量τ1，将电磁转矩te3及其给定值输入第二转矩滞环比较器，输出控制三次谐波平面电磁转矩变量τ2；步骤s8：构建最优开关矢量表，将变量τ1、φ1、θsi、τ3、φ3、θxi输入最优开关矢量表，得到一组五相逆变桥最优开关组合，通过五相逆变器作用于五相永磁同步电机驱动系统，同时实现电机定子基波磁链幅值误差及基波转矩误差、三次谐波磁链幅值误差及三次谐波转矩误差均为0的控制目标。进一步地，所述步骤s2基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3计算方法如下：其中，lsm1＝0.5(ldm1+lqm1)，lrs1＝0.5(ldm1-lqm1)，lsm3＝0.5(ldm3+lqm3)，lrs3＝0.5(ldm3-lqm3)；lsσ为相绕组漏电感，ldm1和lqm1分别为相绕组主磁路的直轴电感和交轴电感，ldm3和lqm3分别为相绕组三次谐波主磁路的直轴电感和交轴电感，θr为五相永磁同步电机转子位置角，为基波平面转子磁链，为三次谐波平面转子磁链，ψf1和ψf3分别为永磁体耦合到相绕组磁链基波和三次谐波幅值。进一步地，所述步骤s2基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3另一种计算方法如下：利用正交变换矩阵t5将电机的五相输入电压usa～use变换至α1β1-α3β3静止坐标系中，其中usz为零序电压；根据α1β1、α3β3坐标系中电压平衡方程式，得到其中，usα1和usβ1为基波定子电压，usα3和usβ3为三次谐波定子电压，rs为电机相绕组电阻。进一步地，所述步骤s3的具体步骤包括：设sa～se为五相逆变器5个逆变桥臂功率管开关状态,其值为1代表上管导通，下管关断，其值为0代表下管导通，上管关断；则usa～use为五相输入相电压，udc为五相逆变器直流母线电压，uno为电机中性点与地之间的电位差，由于星型连接五相对称绕组端电压之和等于0，利用正交变换矩阵t5计算得根据式(9)，取不同的开关组合sa～se即获得α1β1平面和α3β3平面的定子电压矢量，将基波电压平面划分为20个扇区，用θsi表示，i＝1，2...，20，每个扇区均处于相邻且不同方向的两个电压矢量所夹区域中，且同时要保证当定子磁链矢量处于该扇区内旋转时，与其垂直线必须始终处于相同的相邻且不同方向的两个电压矢量所夹区域中；θs1∈[0°,18°]，θs2∈[18°,36°]，…，θs20∈[342°,360°]；将三次谐波电压平面划分为20个扇区，用θxi表示，i＝1，2...，20，每一个扇区确定方法与θsi相同；θx1∈[0°,18°]，θx2∈[18°,36°]，…，θx20∈[342°,360°]；根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1矢量ψs1的辐角并判断矢量所处α1β1平面扇区编号θsi；根据三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3矢量ψs3辐角并判断矢量所处α3β3平面扇区编号θxi。进一步地，所述步骤s4中，在只考虑铜耗不考虑电机相电流基波分量和三次谐波分量的相位关系时，函数关系求解方法如下：(1)将使电机在输出一定的电磁转矩下电机定子电流有效值最小的问题等效于以下的极值问题:其中，isd1为基波平面直轴电流，isq1为基波平面交轴电流，isd3为三次谐波平面直轴电流，isq3为三次谐波平面交轴电流，te1为基波平面电磁转矩，te3为三次谐波平面电磁转矩，te为电机电磁转矩，为转子耦合到定子侧磁链基波分量，为转子耦合到定子侧磁链三次谐波分量，ψf1和ψf3分别为永磁体耦合到相绕组磁链基波和三次谐波幅值，ld1和lq1分别为电机的基波直轴电感和交轴电感，ld3和lq3分别为电机的三次谐波直轴电感和交轴电感，p为五相永磁同步电机磁极对数；(2)构造辅助函数：其中，λ为拉格朗日乘子；(3)将辅助函数分别对isd1、isq1、isd3、isq3和λ求偏导数，并令其等于零，求得(4)根据式(12)求出函数关系式在matlab中采用曲线拟合的方式，求出的最优近似函数关系式；(5)联立公式求出和的函数关系式。进一步地，所述步骤s4中，同时考虑铜耗和电机相电流基波分量和三次谐波分量的相位关系时，函数关系求解方法如下：(1)将相电流的基波分量与三次谐波分量的相位关系作为约束条件，问题等效以下的极值问题：其中，isd1为基波平面直轴电流，isq1为基波平面交轴电流，isd3为三次谐波平面直轴电流，isq3为三次谐波平面交轴电流，te为电机电磁转矩，为转子耦合到定子侧磁链基波分量，为转子耦合到定子侧磁链三次谐波分量，ψf1和ψf3分别为永磁体耦合到相绕组磁链基波和三次谐波幅值，ld1和lq1分别为电机的基波直轴电感和交轴电感，ld3和lq3分别为电机的三次谐波直轴电感和交轴电感，p为五相永磁同步电机磁极对数；(2)构造辅助函数其中，λ1和λ2为拉格朗日乘子；(3)分别对isd1、isq1、isd3、isq3、λ1和λ2求偏导数，并令其等于零，求得(4)由式(17)求得函数关系式，根据电机参数，在matlab中采用曲线拟合的方式求出函数关系式。进一步地，所述步骤s5中第一和第二磁链滞环比较器输出变量分别如下：进一步地，所述步骤s6中基波平面电磁转矩te1和三次谐波平面电磁转矩te3的计算方法如下：其中，p为五相永磁同步电机磁极对数。进一步地，所述步骤s7中第一和第二转矩滞环比较器输出变量分别如下：其中，εm1为电机基波转矩滞环环宽，其值根据实际电机基波转矩控制误差需要设置；εm3为电机三次谐波转矩滞环环宽，其值根据实际电机三次谐波转矩控制误差需要设置。进一步地，所述步骤s8中最优开关矢量表的构建方法如下：步骤s81：根据步骤s3，判断三次谐波电压平面中三次谐波定子磁链矢量ψs3所处扇区θxi，并根据此，分析各种开关组合作用引起三次谐波定子磁链幅值及电磁转矩控制效果，即增大或减小，列出四组具有不同控制效果的开关组合；步骤s82：判断基波定子磁链矢量ψs1所处扇区θsi，并根据此，依次分析步骤s81中各组开关组合中的各个开关组合作用引起基波定子磁链幅值及其电磁转矩控制效果，即增大或减小，再将步骤s81中的每一组开关组合中细分出四组对基波磁链幅值和转矩具有不同效果的开关组合，若在进行进一步细分四组开关组合的过程中，找不到满足基波磁链幅值和转矩的控制效果的开关组合，则选择此时所用的步骤s81中的开关组合中的两个合适的开关组合进行矢量合成，使两个开关组合在一个周期内各工作半个周期，来满足定子基波磁链幅值和基波转矩的控制效果；步骤s83：根据步骤s82分析结果，以定子基波磁链幅值控制需要、基波电磁转矩控制需要、定子基波磁链矢量ψs1所处扇区θsi和定子三次谐波磁链幅值控制需要、三次谐波电磁转矩控制需要、定子三次谐波磁链矢量ψs3所处扇区θxi作为输入变量，根据步骤s82判断的开关组合为输出变量，列表获得最优开关矢量表。与现有技术相比，本发明具有如下优点：(1)利用五相逆变器在基波和三次谐波平面中构建双电磁转矩、定子磁链的直接控制，从而借助三次谐波平面转矩增强电机负载能力，减小了定子绕组电流峰值；(2)构建凸极式五相永磁同步电机每安培最大转矩控制算法，利用其对基波和三次谐波平面中定子磁链幅值实时更新，进一步增强电机负载能力，降低定子绕组电流。附图说明图1为本发明五相永磁同步电机直接转矩控制结构图；图2为本发明实施例一曲线拟合函数波形；图3为本发明实施例另一曲线拟合函数波形；图4为本发明实施例五相永磁同步电机与五相逆变桥电路连接方式；图5为本发明实施例α1β1平面的定子电压矢量图；图6为本发明实施例α3β3平面的定子电压矢量图；图7为本发明实施例驱动系统硬件结构。具体实施方式下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。如图1所示，一种五相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法，包括如下步骤：步骤s1：利用正交变换矩阵t5将电机的五相输入电流isa～ise变换至α1β1-α3β3静止坐标系中，得到基波电流isα1isβ1、三次谐波电流isα3isβ3，α1β1和α3β3分别为基波和三次谐波静止坐标系；其中，isz为零序电流，α＝72°；由于本发明的研究对象为五相对称绕组永磁同步电机，并将定子绕组连接成星形，因此这个零序轴系中的变量值为零。步骤s2：计算基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3；在本实施例中，基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3计算方法如下：其中，lsm1＝0.5(ldm1+lqm1)，lrs1＝0.5(ldm1-lqm1)，lsm3＝0.5(ldm3+lqm3)，lrs3＝0.5(ldm3-lqm3)；lsσ为相绕组漏电感，ldm1和lqm1分别为相绕组主磁路的直轴电感和交轴电感，ldm3和lqm3分别为相绕组三次谐波主磁路的直轴电感和交轴电感，θr为五相永磁同步电机转子位置角，为基波平面转子磁链，为三次谐波平面转子磁链，ψf1和ψf3分别为永磁体耦合到相绕组磁链基波和三次谐波幅值。基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3的另一种计算方法如下：利用正交变换矩阵t5将电机的五相输入电压usa～use变换至α1β1-α3β3静止坐标系中，其中usz为零序电压；根据α1β1、α3β3坐标系中电压平衡方程式，得到其中，usα1和usβ1为基波定子电压，usα3和usβ3为三次谐波定子电压，rs为电机相绕组电阻。步骤s3：设sa～se为五相逆变器5个逆变桥臂功率管开关状态,其值为1代表上管导通，下管关断，其值为0代表下管导通，上管关断；则usa～use为五相输入相电压，udc为五相逆变器直流母线电压，uno为电机中性点与地之间的电位差，由于星型连接五相对称绕组端电压之和等于0，,利用正交变换矩阵t5计算得根据式(9)，取不同的开关组合sa～se即获得α1β1平面和α3β3平面的定子电压矢量，将基波电压平面划分为20个扇区，用θsi表示，i＝1，2...，20，每个扇区均处于相邻且不同方向的两个电压矢量所夹区域中，且同时要保证当定子磁链矢量处于该扇区内旋转时，与其垂直线必须始终处于相同的相邻且不同方向的两个电压矢量所夹区域中；θs1∈[0°,18°]，θs2∈[18°,36°]，…，θs20∈[342°,360°]；将三次谐波电压平面划分为20个扇区，用θxi表示，i＝1，2...，20，每一个扇区确定方法与θsi相同；θx1∈[0°,18°]，θx2∈[18°,36°]，…，θx20∈[342°,360°]；根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1矢量ψs1的辐角判断矢量所处α1β1平面扇区编号θsi；根据三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3矢量ψs3辐角判断矢量所处α3β3平面扇区编号θxi。步骤s4：采用最大转矩电流比(mtpa)控制策略，并采用曲线拟合的方式求出随电磁转矩变化而动态变化的定子基波磁链幅值给定定子三次谐波磁链幅值给定以及三次谐波转矩占总转矩的比例系数k3的函数关系式在只考虑铜耗不考虑电机相电流基波分量和三次谐波分量的相位关系时，函数关系求解方法如下：(1)将使电机在输出一定的电磁转矩下电机定子电流有效值最小的问题等效于以下的极值问题:其中，isd1为基波平面直轴电流，isq1为基波平面交轴电流，isd3为三次谐波平面直轴电流，isq3为三次谐波平面交轴电流，te1为基波平面电磁转矩，te3为三次谐波平面电磁转矩，te为电机电磁转矩，为转子耦合到定子侧磁链基波分量，为转子耦合到定子侧磁链三次谐波分量，ψf1和ψf3分别为永磁体耦合到相绕组磁链基波和三次谐波幅值，ld1和lq1分别为电机的基波直轴电感和交轴电感，ld3和lq3分别为电机的三次谐波直轴电感和交轴电感，p为五相永磁同步电机磁极对数；(2)构造辅助函数：其中，λ为拉格朗日乘子；(3)将辅助函数分别对isd1、isq1、isd3、isq3和λ求偏导数，并令其等于零，求得(4)根据式(12)求出函数关系式在matlab中采用曲线拟合的方式，求出的最优近似函数关系式，若采用本发明表1的电机参数，则的最优近似函数关系式如下：表1额定电压150v直轴基波电感ld15.94mh额定电流8.5a交轴基波电感lq111.22mh额定转速1000r/min直轴三次谐波电感ld31.54mh额定功率1.5kw交轴三次谐波电感lq32.91mh极对数4转子基波磁链幅值ψf10.108wb定子电阻0.8ω转子三次谐波磁链幅值ψf30.00935wb(5)联立公式即可求出和的函数关系式，若采用本发明表1的电机参数，则和的最优近似函数关系式如下：图2是相应函数的关系曲线波形，可以看出原始数据基本分布在拟合曲线上，因此采用matlab曲线拟合的方法得到的函数表达式可以替代相应的复杂的函数表达式。此时，a相电流为式中由于在转矩变化过程中因此电流ia波形畸变为尖顶波，在大负载运行情况下，电流幅值会超出逆变器的容量，进而对变频装置造成损坏。在本实施例中，同时考虑铜耗和电机相电流基波分量和三次谐波分量的相位关系时，对以上方法进行优化，函数关系求解方法如下：(1)将相电流的基波分量与三次谐波分量的相位关系作为约束条件，问题等效以下的极值问题：(2)构造辅助函数式中，λ1、λ2为拉格朗日乘子；(3)分别对isd1、isq1、isd3、isq3、λ1和λ2求偏导数，并令其等于零，求得(4)由式(17)可求出函数关系式；为了简化，可以根据电机参数，进一步在matlab中采用曲线拟合的方式得到函数关系式。采用本发明表1的电机参数，则和的最优近似函数关系式如下：图3是相电流为平顶波的前提下得到的相应函数的关系曲线波形，可以看出原始数据基本分布在拟合曲线上，因此采用matlab曲线拟合的方法得到的函数表达式可以替代相应的复杂的函数表达式。此时得到的相电流波形为平顶波，在大负载运行情况下，确保电流幅值不会超出逆变器的容量，不会对变频装置造成损坏。步骤s5：根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1及定子磁链幅值给定值经第一磁链滞环比较器，输出控制基波平面定子磁链幅值的变量φ1；根据三次谐波平面定子磁链ψsα3ψsβ3及定子磁链幅值给定值经第二磁链滞环比较器，输出控制三次谐波平面定子磁链幅值的变量φ3；步骤s6：计算基波平面电磁转矩te1和三次谐波平面电磁转矩te3；其中，p为五相永磁同步电机磁极对数。步骤s7：将基波平面电磁转矩te1及其给定值输入第一转矩滞环比较器，输出控制基波平面电磁转矩变量τ1，将电磁转矩te3及其给定值输入第二转矩滞环比较器，输出控制三次谐波平面电磁转矩变量τ2其中，εm1为电机基波转矩滞环环宽，其值根据实际电机基波转矩控制误差需要设置；εm3为电机三次谐波转矩滞环环宽，其值根据实际电机三次谐波转矩控制误差需要设置。步骤s8：构建最优开关矢量表，将变量τ1、φ1、θsi、τ3、φ3、θxi输入最优开关矢量表，得到一组五相逆变桥最优开关组合，通过五相逆变器作用于五相永磁同步电机驱动系统，同时实现电机定子基波磁链幅值误差及基波转矩误差、三次谐波磁链幅值误差及三次谐波转矩误差均为0的控制目标。在本实施例中，五相永磁同步电机绕组连接方式如图4所示，abcde为五相永磁同步电机的五个相绕组，五相电机需要五个逆变桥臂驱动，随着电机相数的增加，形成的空间电压矢量个数呈指数形式增长。其中个别扇区需要进行矢量合成，按以下方式合成矢量：50(4,23)，51(17,28)，52(8,27)，53(3,14)，54(1,15)，55(12,25)，56(16,30)，57(6,19)，58(4,29)，59(7,17)，60(2,27)，61(14,24)，62(8,15)，63(3,25)，64(16,23)，65(6,28)，66(1,29)，67(7,12)，68(2,30)，69(19,24)。每一合成矢量均由原有的两个非零电压矢量各作用一半控制周期产生，例如合成矢量67是由原来的7矢量和12矢量分别作用一半的控制周期ts/2形成，它在α1β1平面和α3β3平面上位置、大小及pwm时序如图5所示。在电压矢量选择过程中，采用优先选择单电压矢量的原则，若无满足需要的单电压矢量，再考虑合成矢量。在本实施例中，最优开关矢量表的构建方法如下：步骤s81：根据步骤s3，取不同的开关组合sa～se即得到α1β1平面和α3β3平面的定子电压矢量，如图5和图6所示；步骤s82：将图5基波电压平面划分为20个扇区，用θsi表示，i＝1，2...，20。每个扇区均处于图5相邻且不同方向的两个电压矢量所夹区域中，且同时要保证当定子磁链矢量处于该扇区内旋转时，与其垂直线必须始终处于相同的相邻且不同方向的两个电压矢量所夹区域中；步骤s83：将图6三次谐波电压平面划分为20个扇区，用θxi表示，i＝1，2...，20，每一个扇区确定方法与步骤s82中相同；步骤s84：判断三次谐波电压平面中三次谐波定子磁链矢量ψs3所处扇区θxi，并根据此，分析各种开关组合作用引起三次谐波定子磁链幅值及电磁转矩控制效果，即增大或减小，列出四组具有不同控制效果的开关组合；步骤s85：判断基波定子磁链矢量ψs1所处扇区θsi，并根据此，依次分析步骤s84中各组开关组合中的各个开关组合作用引起基波定子磁链幅值及其电磁转矩控制效果，即增大或减小，再将步骤s84中的每一组开关组合中细分出四组对基波磁链幅值和转矩具有不同效果的开关组合，若在进行进一步细分四组开关组合的过程中，找不到满足基波磁链幅值和转矩的控制效果的开关组合，则选择此时所用的步骤s84中的开关组合中的两个合适的开关组合进行矢量合成，使两个开关组合在一个周期内各工作半个周期，来满足定子基波磁链幅值和基波转矩的控制效果；步骤s86：根据步骤s85分析结果，以定子基波磁链幅值控制需要、基波电磁转矩控制需要、定子基波磁链矢量ψs1所处扇区θsi和定子三次谐波磁链幅值控制需要、三次谐波电磁转矩控制需要、定子三次谐波磁链矢量ψs3所处扇区θxi作为输入变量，根据步骤s85判断的开关组合为输出变量，列表获得最优开关矢量表。对于最优开关矢量获取方法进一步举例说明如下。例如，当定子3次谐波磁链矢量ψs3所处在图6中θx5(72°，90°)扇区、定子基波磁链矢量ψs1处于图5中θs2(18°，36°)扇区时：(1)实现3次谐波磁链幅值和电磁转矩均增大的单电压矢量有：1、5、7、12、13、29，此时若只采用单电压矢量，则没有单电压矢量能够实现实现基波磁链幅值减小、转矩增大以及实现基波磁链幅值增大、电磁转矩减小，因此必须利用合成矢量66和67。实现基波磁链幅值和电磁转矩均增大的开关组合有：12、13、29，实现磁链幅值减小、电磁转矩增大的开关组合有：67，同时实现磁链幅值和电磁转矩减小的开关组合只有：1、5、7，实现基波磁链幅值增大、电磁转矩减小的开关组合有：66；(2)实现3次谐波磁链幅值减小、转矩增大的单电压矢量有：3、8、9、10、11、14、15、25、27，因此，实现实现基波磁链幅值和电磁转矩均增大的开关组合有：8，实现磁链幅值减小、电磁转矩增大的开关组合有：10、14、15，同时实现磁链幅值和电磁转矩减小的开关组合只有：3、11，实现基波磁链幅值增大、电磁转矩减小的开关组合有：9、25、27；(3)实现3次谐波磁链幅值和转矩均减小的单电压矢量有：2、18、19、24、26、30，此时需要用到合成矢量：68、69，因此，实现实现基波磁链幅值和电磁转矩均增大的开关组合有：24、26、30，实现磁链幅值减小、电磁转矩增大的开关组合有：68，同时实现磁链幅值和电磁转矩减小的开关组合只有：2、18、19，实现基波磁链幅值增大、电磁转矩减小的开关组合有：69；(4)实现3次谐波磁链幅值增大、转矩减小的单电压矢量有：4、6、16、17、20、21、22、23、28，因此，实现实现基波磁链幅值和电磁转矩均增大的开关组合有：20、28，实现磁链幅值减小、电磁转矩增大的开关组合有：4、6、22，同时实现磁链幅值和电磁转矩减小的开关组合有：23，实现基波磁链幅值增大、电磁转矩减小的开关组合有：16、17、21；当定子3次谐波磁链矢量ψs3处于扇区θx5(72°，90°)时最优矢量表如表2所示，其中τ1、τ3取1分别表示增大基波、3次谐波转矩，反之取-1；φ1、φ3取1表示分别表示增大基波、3次谐波磁链，反之取0。当定子3次谐波磁链矢量ψs3处于其他扇区同样可以选出如表2所示的最优开关矢量表。表2如图7所示，本发明实施例驱动系统硬件结构包括：整流电路、滤波电容、五相逆变器、反电动势含有大量三次谐波分量的偏置72度五相对称绕组永磁同步电机、五相绕组电流采集电路、电机转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。也可以采用合适的直流电源提供五相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用igbt或mofet，中央控制器采用dsp或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。绕组电流采集电路和转子位置角采集电路弱电压信号送到中央控制器a/d转换模块。根据取得的信号和本发明的双坐标平面的直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。当前第1页12