背景技术：
将电子器件集成到自动化、工业化以及消费者平台上的需求的增加需要更复杂的功率转换和分布设计。通常，这些电子器件包括嵌入的处理器、存储器以及从一个电池源操作的其它电子部件。直流-直流电压转换器用于向不同的电子部件提供不同的电压。
开关直流-直流电压转换器是普遍的，这是因为其在宽电压输出范围上的高效率。在如今的低功率开关直流-直流转换器中，电压调节由脉冲宽度调制(pwm)来实现。在脉冲宽度调制中，控制电路产生驱动内部晶体管(或在同步器件中的多个晶体管)的矩形脉冲波，以设定频率(通常在几兆赫兹的范围)快速地开关(多个)晶体管。此类直流-直流电压转换器的输出电压正比于驱动脉冲的占空比。电压反馈或电流反馈控制回路允许pwm控制器响应于负载变化而输出以调节输出电压。该技术通常是有效的，但是在低负载下，其效率迅速下降，可能缩短便携式产品的电池寿命，尤其是其在“待机”模式下花大量时间。
用于改善直流-直流转换器在低负载处的效率的一种技术是在低负载处采用脉冲频率调制(pfm)。pfm控制类似于pwm控制，同样采用矩形脉冲序列来确定调节器的输出电压。然而，代替改变固定频率的脉冲序列的占空比来设置输出电压，pfm改变具有固定占空比的脉冲序列的频率。
图1是表示说明性直流-直流电压转换器100的示意性电路图。图1中示出的直流-直流电压转换器100的类型有时称为降压转换器。直流-直流电压转换器100包括功率级110，该功率级110包括充当开关的高侧晶体管q1和低侧晶体管q2。在图1的示例中，晶体管q1是p沟道晶体管，并且晶体管q2是n沟道晶体管。晶体管q1的源极耦合到电压输入端102，该电压输入端102可耦合到电源。在直流-直流电压转换器100的操作期间，电压输入端102以输入电压vin操作，该输入电压vin是直流电压，其将被直流-直流电压转换器100转换为另一直流电压。晶体管q1的漏极被耦合到开关节点n1。晶体管q2的漏极被耦合到开关节点n1并且晶体管q2的源极被耦合到地节点。地节点可以以地电势操作或者以不同于输入电压vin或低于输入电压vin的电势操作。在图1中示出的说明性实施例中，高侧晶体管q1是pmos(p沟道金属氧化物半导体场效应)晶体管并且低侧晶体管q2是nmos(n沟道金属氧化物半导体场效应)晶体管，其构成直流-直流电压转换器的典型功率级。
直流-直流电压转换器100进一步包括输出级120，该输出级120包括电感器112、输出电容器114和可耦合到负载的输出节点116。电感器112的第一端子耦合到开关节点n1。电感器112的第二端子耦合到输出电容器114。直流-直流电压转换器100的输出端116或者输出节点以输出电压vout操作并且耦合到电感器112和输出电容器114的接合点。输出电压vout是由直流-直流电压转换器100产生的直流电压。
晶体管q1和q2的栅极耦合到控制电路130，该控制电路130产生用于断开和导通晶体管q1和q2的栅极电压。因此，控制电路130充当用于控制晶体管q1和q2的开关功能的开关控制器。直流-直流电压转换器100接收输入端102处的输入电压vin。当控制电路130引起晶体管q1和q2开关时，控制电路导通和断开晶体管q1和q2，使得一个晶体管导通而另一个晶体管断开。导通和断开周期控制流过电感器112的电流il。电流il产生输出电容器114两端的电压，该电压是直流-直流电压转换器100的输出电压vout。如上所述，图1中示出的直流-直流转换器100仅是图示说明性的。图1中的图示说明性转换器100采用具有两个同步晶体管q1和q2的同步功率级110。替代实施例可以采用驱动输出级120的单个功率级晶体管。
在脉冲频率调制(pfm)操作模式中，晶体管q1和q2的开关活动被减少。图2是示出提供到晶体管q1的栅极驱动器信号200、电感器电流il210和输出电压vout220之间的关系的时序图。注意，图2中未示出提供到晶体管q2的栅极驱动器信号，但是当晶体管q1和q2处于开关模式中时，晶体管q1和q2的栅极驱动器信号是互补的，使得当晶体管q1导通时晶体管q2断开，并且反之亦然。由图2可以看出，提供到pmos晶体管q1的栅极的矩形脉冲200的低值引起晶体管q1导通，进而引起电感器电流il210上升直到栅极驱动器信号200变高，从而将晶体管q1200断开。当晶体管q1关断时，电感器电流il210下降直到晶体管q1200再次返回到导通，等等。图1的控制电路130监测输出电压vout。当输出电压vout220超过电压阈值上限(upperthresholdvoltage)vth2时，控制电路130引起晶体管q1停止开关，即控制电路130通过向晶体管q1的栅极提供高栅极驱动器信号而断开晶体管q1。因此，电压转换器100的输出电容器114以一个脉冲或若干脉冲被充电。在图2所表示的示例中，在输出电压vout220达到阈值电压上限vth2之前输出电容器114用四个脉冲充电。然后开关活动由控制电路130停止，并且电压转换器100的供电电流被降低到最小值。然后通过负载电流对输出电容器114放电，引起输出电压vout220下降。当输出电压下降到阈值电压下限(lowerthresholdvoltage)vth1以下时，电压转换器100被再次使能，即控制电路130引起晶体管q1和q2再次开始开关，并且输出电容器114被再次充电。
根据负载电流、输出电容器114和若干其它参数，以(诸如图2中表示的)脉冲频率调制模式操作的直流-直流电压转换器产生比开关频率低得多的脉冲频率，从而下降到音频频带。由图2可以看出，在恒定条件下，这些频率也是恒定的。这些低恒定频率可能导致在pfm操作的单个频率下产生显著的正能量(spurenergy)，可能妨碍系统中的其它敏感电路。
技术实现要素：
本公开的说明性方面涉及操作包括至少一个开关晶体管的电气电路的方法。根据所述方法，驱动脉冲被提供到至少一个开关晶体管以引起至少一个开关晶体管的开关。电气电路的参数被监测并且与阈值相比较。如果参数达到阈值，则向至少一个开关晶体管提供随机数量的附加驱动脉冲，并且然后停止向至少一个开关晶体管提供驱动脉冲。
本公开的其它说明性方面涉及具有功率级和输出级的直流-直流电压转换器。功率级包括电压输入端、开关晶体管和控制电路。开关晶体管具有第一端子、第二端子和第三端子，其中第一端子处的电压电平部分控制从第二端子流向第三端子的电流。第二端子耦合到电压输入端。控制电路向开关晶体管的第一端子提供开关控制信号。输出级包括电感器和输出电容器。电感器耦合在开关晶体管的第三端子和电压输出端之间。输出电容器耦合在电压输出端和地之间。控制电路监测电压输出端处的输出电压。响应于输出电压下降到输出电压阈值下限以下，控制电路开始向开关晶体管的第一端子提供一系列驱动脉冲。响应于输出电压上升到输出电压阈值上限以上，控制电路向开关晶体管的第一端子提供随机数量的附加驱动脉冲，并且然后停止向开关晶体管的第一端子提供驱动脉冲。
本公开的其它说明性方面涉及具有开关晶体管、电感器和控制电路的直流-直流电压转换器。开关晶体管具有第一端子、第二端子和第三端子。在第一端子处的电压电平部分控制从第二端子流向第三端子的电流。电感器耦合在开关晶体管的第三端子和电压输出端之间。控制电路监测电压输出端处的输出电压并且响应于输出电压下降到输出电压阈值下限以下而开始向开关晶体管的第一端子提供一系列驱动脉冲。响应于输出电压上升到输出电压阈值上限以上，控制电路向开关晶体管的第一端子提供随机数量的附加驱动脉冲，并且然后停止向开关晶体管的第一端子提供驱动脉冲。
附图说明
图1是表示说明性直流-直流电压转换器的示意电路图。
图2是示出提供到开关晶体管的栅极驱动器信号、电感器电流和以pfm模式操作的直流-直流转换器的输出电压的关系的时序图。
图3是表示说明性直流-直流电压转换器的示意电路图。
图4是表示在直流-直流电压转换器的pfm操作期间与转换器控制有关的控制电路系统的简化框图。
图5是示出提供到开关晶体管的栅极驱动器信号、电感器电流和以pfm模式操作的直流-直流转换器的输出电压之间的关系的时序图。
图6是表示操作具有包括至少一个开关晶体管的功率级的直流-直流电压转换器的方法的流程图。
具体实施方式
本公开的说明性方面针对用于降低由操作在脉冲频率调制(pfm)模式转换器中的直流-直流转换器产生的正能量的技术。本公开的各方面基本适用于采用脉冲频率调制(pfm)模式任意类型的直流-直流电压转换器。
图3是表示说明性直流-直流电压转换器300的示意性电路图。图3中描绘的直流-直流电压转换器300的类型有时被称为降压转换器。为了图示说明的目的，本公开的各方面将针对降压转换器拓扑结构(诸如，图3中示出的)来描述，但是本公开的各方面也适用于其它转换器拓扑结构。直流-直流电压转换器300包括功率级310，该功率级310包括充当开关的高侧晶体管q1和低侧晶体管q2。在图3的示例中，晶体管q1是p沟道晶体管并且q2是n沟道晶体管。晶体管q1的源极耦合到电压输入端302，该电压输入端302可耦合到电源。在直流-直流电压转换器300的操作期间，电压输入端302以输入电压vin操作，该输入电压vin是直流电压，其将被直流-直流电压转换器300转换为另一直流电压。晶体管q1的漏极被耦合到开关节点n1。晶体管q2的漏极被耦合到开关节点n1并且晶体管q2的源极被耦合到地节点。地节点可以以地电势操作或者以不同于输入电压vin或低于输入电压vin的电势操作。在图3中示出的图示说明性实施例中，高侧晶体管q1是pmos(p沟道金属氧化物半导体场效应)晶体管并且低侧晶体管q2是nmos(n沟道金属氧化物半导体场效应)晶体管，其构成直流-直流电压转换器的典型功率级。
直流-直流电压转换器300进一步包括输出级320，该输出级320包括电感器312、输出电容器314和可耦合到负载的输出节点316。电感器312的第一端子耦合到开关节点n1。电感器312的第二端子耦合到输出电容器314。直流-直流电压转换器300的输出端316或输出节点以输出电压vout操作并且耦合到电感器312和输出电容器314的接合点。输出电压vout是由直流-直流电压转换器300产生的直流电压。
晶体管q1和q2的栅极耦合到控制电路330，该控制电路330产生用于断开和导通晶体管q1和q2的栅极电压。因此，控制电路330充当用于控制晶体管q1和q2的开关功能的开关控制器。直流-直流电压转换器300在输入端302处接收输入电压vin。当控制电路130引起晶体管q1和q2开关时，控制电路导通和断开晶体管q1和q2，使得一个晶体管导通而另一个晶体管断开。导通周期和断开周期控制流过电感器312的电流il。电流il产生输出电容器314两端的电压，该电压是直流-直流电压转换器300的输出电压vout。耦合到高侧晶体管q1的漏极的峰值电流传感器332确定提供到电感器312的电流的峰值(和接通时间)并且将该信息提供到控制电路330。如上所述，图3中示出的直流-直流转换器300仅是说明性的。图3中的说明性转换器300采用具有两个同步晶体管q1和q2的同步功率级310。替代性实施例可以采用驱动输出级320的单个功率级晶体管。
图4是表示在直流-直流电压转换器300的脉冲频率调制(pfm)操作期间与转换器控制有关的控制电路330的控制电路系统400的简化框图。图4示出栅极驱动器电路420、计数器430、随机数发生器(rng)440以及具有滞后性的比较器410。控制电路系统400的操作将参考图5的时序图描述。图5是根据本发明的各方面示出使用pfm模式控制方案的提供到图3的晶体管q1的栅极驱动器信号500、电感器电流il510和输出电压vout520的关系的时序图。应注意到，图5中未示出提供到晶体管q2的栅极驱动器信号，但是当晶体管q1和q2处于开关模式中时，晶体管q1和q2的栅极驱动器信号是互补的，使得当晶体管q1导通时晶体管q2断开，并且反之亦然。由图5可以看出，提供到pmos晶体管q1的栅极的矩形脉冲500的“低”周期使得晶体管q1导通，进而引起电感器电流il510上升直到栅极驱动器信号500变高，从而引起晶体管q1关断。当晶体管q1关断时，其引起电感器电流il510下降直到晶体管q1500再次返回到导通，等等。在图5表示的控制方案中，控制电路300驱动开关晶体管q1和q2，使得电感器电流il510具有基本恒定的峰值以及基本恒定的谷值。
参考图4，比较器410操作具有滞后性。也就是说当输出电容器341正在放电时，即当输出电压vout520正在降低时，比较器410将输出电压vout520与阈值电压下限vth1相比较。并且当输出电容器314正在充电时，即当输出电压vout520正在增加时，比较器410将输出电压vout520与电压阈值上限vth2相比较。因此当输出电压vout520下降到电压阈值下限vth1以下时，比较器410将信号(图示说明为逻辑“0”)提供到栅极驱动器控制电路420。作为响应，栅极驱动器控制电路420开始向开关晶体管q1和q2提供驱动脉冲500以开始开关(switching)晶体管q1和q2，从而引起恒定峰值电流或恒定谷值电流流过电感器312并且对输出电容器314充电，并且引起输出电压vout520增加。
当输出电压vout520上升到电压阈值上限vth2以上时，比较器410将信号(图示说明为逻辑“1”)提供到栅极驱动器控制电路420并且提供到计数器430。响应于输出电压vout520已经上升到电压阈值上限vth2以上的指示，并非立即停止其使用栅极驱动器脉冲500驱动晶体管q1和q2，而是栅极驱动器控制电路420继续向晶体管q1和q2的栅极提供栅极驱动器脉冲500，从而增加输出电压vout520进一步超出电压阈值上限vth2。同时，当计数器430从比较器410接收输出电压vout520已经上升到电压阈值上限vth2以上的指示时，计数器430开始对由栅极驱动器电路420产生的栅极驱动器脉冲的数量进行计数。当“附加”栅极驱动器脉冲的数量(即在输出电压vout上升到电压阈值上限vth2以上之后产生的脉冲的数量)达到由随机数发生器440产生的随机数时，计数器将信号发送到栅极驱动器电路420，以进行这样的指示。响应于该指示，栅极驱动器电路420停止利用栅极驱动器脉冲500驱动晶体管q1和q2，因此将供应电流il510降低到最小值，引起输出电容器341开始放电并且输出电压vout520开始下降。
参照图5的示例时序图，可以看出在点540处输出电压vout520第一次上升到电压阈值上限vth2以上，随机数发生器440产生数字2并且从而计数器430数出两个附加栅极驱动器脉冲500并且然后引起栅极驱动器电路420停止产生栅极驱动器脉冲500。在点550处输出电压vout520第二次上升到电压阈值上限vth2以上，随机数发生器440产生数字0。因此计数器430立即致使栅极驱动器电路420停止产生栅极驱动器脉冲500。在点560处输出电压vout520第三次上升到电压阈值上限vth2以上，随机数发生器440产生数字4，并且因此在致使栅极驱动器电路420停止产生栅极驱动器脉冲500之前，计数器430数出四个附加栅极驱动器脉冲500。
使用该方案，pfm操作的峰值电压和波动电压被随机调制。因此，pfm频率由附加脉冲的数量调制，这引起正能量的扩散。随着负载电流的增加，开关周期在充电阶段期间的数量增加。因此附加脉冲的影响被降低。这样自动降低接近连续导通模式的pfm波动电压并且确保这两个操作条件的平滑和平稳过度。
在本公开的替代实施例中，并非使用计数器430和随机数发生器440来随机改变峰值输出电压和pfm频率，而是控制电路330在每个电容器充电阶段中随机改变比较器410的电压阈值上限vth2。这实现与图5中示出的相同的结果，即pfm操作的峰值电压和脉动电压以及pfm频率被随机调制，这样致使正能量扩散。
如上所述，在图4和图5表示的说明性实施例中，当输出电压vout上升到电压阈值上限vth2以上时，计数器430开始数出随机数量的附加栅极驱动器脉冲，并且在已经提供附加数量的脉冲之后，控制电路330停止提供栅极驱动器脉冲。然后当输出电压vout下降到电压阈值下限vth1以下时，控制电路恢复提供栅极驱动器脉冲。因此在说明性实施例中，基于输出电压vout确定何时开始和何时停止提供栅极驱动器脉冲。在替代性实施例中，对计数器430何时开始数出随机数量的附加脉冲的确定基于标准而不是输出电压vout。在此类替代性实施例中，计数器430从一些电路元件而不是观测输出电压vout的比较器接收开始数出随机数量的附加脉冲的指示。
图6是表示操作具有包括至少一个开关晶体管的功率级的直流-直流电压转换器的方法的流程图。在步骤600处，监测直流-直流转换器的输出电压。在步骤610处，如果输出电压下降到输出电压阈值下限以下，则向至少一个开关晶体管提供一系列驱动脉冲以开始开关至少一个开关晶体管。在步骤620处，如果输出电压上升到输出电压阈值上限以上，则向至少一个开关晶体管提供随机数量的附加驱动脉冲并且然后停止向至少一个开关晶体管提供驱动脉冲。
尽管本文已经描述了调制以脉冲频率调制模式操作的直流‐直流电压转换器的pfm频率的一些示例，然而应当理解，发明构思可以以其它方式多方面地体现和利用，并且随附的权利要求旨在解释为包括这些现有技术限制之外的变化。例如，尽管本公开的各方面是针对降压转换器在本文中描述的，然而本公开的各方面还可以关于其它类型的变压器(包括其它类型的直流‐直流转换器，包括(但不限于)升压转换器、降压‐升压转换器和单端初级电感转换器)以及充电泵电路和包含开关晶体管的其它电路被实施。