一种新型四电平变换器及其控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种新型四电平变换器。

背景技术：

近些年来，世界范围内日益增长的能源变换需求促进着电力电子开关器件制造技术和电力电子变换器拓扑结构的不断更新和发展。国内外研究人员针对多电平变换器的拓扑结构设计、调制策略研究、控制系统优化及应用技术等方面进行了广泛而深入，使其成为研究热点之一。

多电平变换器因其具有较高的电压输出能力、较低的开关应力和电磁干扰，可适用于中高压大功率场合，例如微电网、电机驱动、分布式发电系统等。同时，多电平变换器也具有较低的开关损耗和较好的电能质量，降低了散热和滤波器的要求，可适用于低压高功率密度场合，例如航空航天、电动汽车和可再生能源等场合，系统的体积小，重量轻。

目前，在工业上应用较为广泛的有三种多电平变换器结构，分别为中点钳位型多电平变换器、飞跨电容型多电平变换器和级联h桥型多电平变换器。而这三种多电平变换器都具有一定的缺陷：中点钳位型多电平变换器随着电平数的增加，钳位二极管的数量急剧增加，且三电平以上的直流母线中点电位难以实现平衡；飞跨电容型多电平变换器飞跨电容的数量随着电平数的增加而增加，造成了装置整体体积庞大，可靠性低；级联h桥型多电平变换器需要多个独立的直流电源给每个模块供电，或者采用多绕组的移相变压器来提供直流电源，系统体积大，成本高。因此，研究新型的多电平变换器拓扑具有重要的意义。

技术实现要素：

发明目的：为本发明的目的在于针对现有的多电平变换器拓扑存在的缺陷，提出一种新型的多电平变换器。

技术方案：一种新型四电平变换器，包括直流母线和三个四电平桥臂，所述直流母线的两端依次并联连接三个四电平桥臂，所述每个四电平桥臂包括6个开关管sx1、sx2、sx3、sx4、sx5、sx6和两个飞跨电容cx1和cx2，x代表a，b或c，开关管sx1的发射极连接开关管sx2的集电极，开关管sx2的发射极连接开关管sx5的集电极，开关管sx5的发射极连接开关管sx6的集电极，开关管sx2的发射极连接开关管sx4的集电极，开关管sx4的发射极与开关管sx3的发射极连接，飞跨电容cx1的第一端连接开关管sx1、sx2的公共端，飞跨电容cx1的第二端连接飞跨电容cx2的第一端，飞跨电容cx2的第二端连接sx5、sx6的公共端，开关管sx3的集电极连接飞跨电容cx1和cx2的公共端。

一种新型四电平变换器控制方法，包括以下步骤：

步骤一：确定每种电压等级所对应的开关状态，定义开关管的开关状态如下式所示

则每种电压等级所对应的开关状态如下表1所示：

由表可以看出，当新型四电平变换器输出电平数为3时，此时vxo＝vdc，对应有一种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[1，1，1，0，0，0]，定义此开关状态为a；当新型四电平变换器输出电平数为2时，此时vxo＝2vdc/3，对应有两种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[1，0，1，1，0，0]和[0，1，1，0，0，1]，定义此开关状态分别为b1和b2；当新型四电平变换器输出电平数为1时，此时vxo＝vdc/3，对应有两种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[1，0，0，1，1，0]和[0，0，1，1，0，1]，定义此开关状态分别为c1和c2；当新型四电平变换器输出电平数为3时，此时vxo＝0，对应有一种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[0，0，0，1，1，1]，定义此开关状态为d；

步骤二：分析每种开关状态对飞跨电容电压的影响，飞跨电容电压的变化与每相的开关状态和相电流的方向有关，其影响如下表2所示：

由上表可以看出，当输出电平数为3和0时，无论电流方向如何，对飞跨电容均是无影响的；当输出电平数为2和1时，每种电平数对应两种冗余开关状态，每种开关状态对飞跨电容的影响不同；

步骤三：检测两个飞跨电容电压，通过选择不同的冗余开关状态来控制飞跨电容电压稳定在期望值，定义飞跨电容电压的偏差值为

δvcxk＝vcxk-vcxk.ref

式中，vcxk为检测飞跨电容电压的实际值，vcxk.ref为飞跨电容电压的期望值vdc/3，k＝1，2；当δvcxk＞0时，表明飞跨电容电压的实际值大于期望值，电容需要放电；当δvcxk＜0，表明飞跨电容电压的实际值小于期望值，电容需要充电；

步骤四，检测相电流，根据相电流、两个飞跨电容电压的偏差值以及两个偏差值的绝对值大小比较选择冗余开关状态，具体如表3所示：

由表可以看出，当输出电平数为2，相电流ix>0时，此时如果δvcx1＞0、δvcx2＞0，则两个飞跨电容均需要放电，根据开关状态对飞跨电容影响的表2，可以判断此时需选择开关状态b2控制变换器输出电平数为2的电压；同理，即可判断出在其他情况下所需选择的开关状态；当输出电平数为3和0时，电流方向、飞跨电容电压的偏差值对飞跨电容电压均无影响。

有益效果：本发明提出的新型四电平变换器，不需要控制直流母线侧的中点电位，与现有的四电平变换器相比，该变换器不需要钳位二极管，且具有更少的开关管和飞跨电容，装置整体结构更加简单，易于控制，适用于中低压高功率密度的场合。

附图说明

图1为新型四电平变换器拓扑结构图；

图2为六种开关状态对应的六种电流回路；

图3(a)为调制度变化时,变换器相电压和三相电流实验波形图，图3(b)为调制度变化时，飞跨电容电压实验波形图，图3(c)为动态控制飞跨电容电压是的实验波形图。

具体实施方式

以下结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

新型四电平变换器系统结构图如图1所示，每相只有6个开关管和两个飞跨电容。为保证变换器能输出四电平，则飞跨电容cx1和cx2的电压需控制为vdc/3，vdc为直流母线电压，x＝a，b，c。对于每相的输出电压vxo，可以输出四个电压，分别为vdc、2vdc/3、vdc/3和0。定义开关管的开关状态如下式所示：

则每种电压等级所对应的开关状态如表1所示：

由表1可以看出，当新型四电平变换器输出电平数为3时，此时vxo＝vdc，对应有一种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[1，1，1，0，0，0]，定义此开关状态为a；当新型四电平变换器输出电平数为2时，此时vxo＝2vdc/3，对应有两种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[1，0，1，1，0，0]和[0，1，1，0，0，1]，定义此开关状态分别为b1和b2；当新型四电平变换器输出电平数为2时，此时vxo＝vdc/3，对应有两种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[1，0，0，1，1，0]和[0，0，1，1，0，1]，定义此开关状态分别为c1和c2；当新型四电平变换器输出电平数为3时，此时vxo＝0，对应有一种开关状态，每相六个开关管的开关状态依次为[0，0，0，1，1，1]，定义此开关状态为d，开关管可以为igbt。

每种开关状态所对应的电流回路如图2所示。则由图2中的电流回路，分析每种开关状态对飞跨电容的影响如下：

(1)输出电平数为3时：

开关管sx1、sx2、sx3导通。变换器输出电压vxo＝vdc，直流电压源直接为负载供电，中线上无电流，对飞跨电容cx1、cx2的电压没有影响。

(2)输出电平数为2时：

当开关状态为b1时，开关管sx1、sx3、sx4导通。变换器输出电压vxo＝2vdc/3，无论负载电流流入或流出变换器，中线上有电流，均会导致电容cx1、cx2的电压不平衡。当ix>0时，飞跨电容cx1充电，飞跨电容cx2无变化，当ix<0时，飞跨电容cx1放电，飞跨电容cx2无变化。

当开关状态为b2时，开关管sx2、sx3、sx6导通。变换器输出电压vxo＝2vdc/3，同样会导致电容cx1、cx2的电压不平衡。当ix>0时，飞跨电容cx1放电，飞跨电容cx2放电，当ix<0时，飞跨电容cx1充电，飞跨电容cx2充电。

(3)输出电平数为1时：

当开关状态为c1时，开关管sx1、sx4、sx5导通。变换器输出电压vxo＝vdc/3，无论负载电流流入或流出变换器，中线上有电流，均会导致电容cx1、cx2的电压不平衡。当ix>0时，飞跨电容cx1充电，飞跨电容cx2充电，当ix<0时，飞跨电容cx1放电，飞跨电容cx2放电。

当开关状态为c2时，开关管sx3、sx4、sx6导通。变换器输出电压vxo＝vdc/3，同样会导致电容cx1、cx2的电压不平衡。当ix>0时，飞跨电容cx1无变化，飞跨电容cx2放电，当ix<0时，飞跨电容cx1无变化，飞跨电容cx2充电。

(5)输出电平数为0时：

开关管sx4、sx5、sx6导通。变换器输出电压vxo＝0，直流电压源直接为负载供电，中线上无电流，对飞跨电容cx1、cx2的电压没有影响。

总结每种电流回路对飞跨电容的影响如表2所示：

由表2可以看出，当输出电平数为3和0时，无论电流方向如何，对飞跨电容均是无影响的。当输出电平数为2和1时，每种电平数对应两种冗余开关状态，每种开关状态对飞跨电容的影响不同。因此，可以通过选择不同的冗余开关状态来控制飞跨电容的电压稳定在vdc/3。定义飞跨电容电压的偏差值为：

δvcxk＝vcxk-vcxk.ref，

式中，vcxk为飞跨电容电压的实际值，vcxk.ref为飞跨电容电压的期望值vdc/3，k＝1，2。当δvcxk＞0时，表明飞跨电容电压的实际值大于期望值，电容需要放电；当δvcxk＜0，表明飞跨电容电压的实际值小于期望值，电容需要充电。则冗余开关状态的选择如表3所示：

由表可以看出，当输出电平数为2，相电流ix>0时，此时如果δvcx1＞0，δvcx2＞0，则两个飞跨电容均需要放电，根据开关状态对飞跨电容影响的表2，可以判断此时需选择开关状态b2控制变换器输出电平数为2的电压；同理，即可判断出在其他情况下所需选择的开关状态。根据以上步骤进行控制，即可保证新型四电平变换器正常稳定地运行。

图3为本发明的新型四电平变换器的实验波形图，此时直流母线电压为240v。实验中采用的是载波层叠的调制算法，其调制度定义为：

m＝2vref/vdc，

式中，vref为给定参考电压的峰值。图3(a)为调制度由0.9变为0.6时变换器的线电压和三相电流波形图；图3(b)为调制度改变时，飞跨电容电压波形图；图3(c)为动态控制飞跨电容电压的波形图。由图可以看出，在不同的实验条件下，新型四电平变换器线电压输出为7电平，三相电流近似正弦，飞跨电容电压均能较好的稳定在vdc/3，即80v附近，验证了本发明的新型四电平变换器的正确性和可行性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。