一种模块化多电平变换器桥臂子不对称等效电路模型的制作方法

本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种采用受控源等效替换模块化多电平变换器(mmc)桥臂子不对称等效电路模型。

背景技术：

模块化多电平变换器(modularmultilevelconverter(mmc))这种结构最初由德国慕尼黑联邦国防军大学的r.marquardt提出，见说明书附图1，它主要由六个桥臂组成，一般为双数桥臂，每相由两个桥臂组成，成为正(上)桥臂，和负(下)桥臂。每个桥臂的结构相同，由n个模块和一个电感串联组成，每个模块由一个半桥和一个电容组成。半桥的上下管互补工作，当上管开通时，下管截止，电容被串联接入电路进行充电或放电；当上管截止，下管开通时，电容被旁路。显然通过控制开关管的开通和截止，就可以控制串联在电路中的电容数量，如果每个模块电容容量相同，并且电压相同且平均值等于vd/n，则可以通过控制电容的接入数量就可以改变输出电压。

该模块化多电平变换器全部由电力电子器件搭建，正负桥臂的电阻、电感是很难做到完全相等的，总会有一些误差难以避免地存在，或者在特殊时候模型内某一个桥臂或者某几个桥臂故障，则模型的正负桥臂数量处于不对称状态，易产生谐波和桥臂环流，不仅可能使得波形的畸变影响输出质量，还会增加器件的损耗，使得对开关器件的要求提高。

技术实现要素：

为了解决上面的桥臂不对称问题，本发明提出了一种模块化多电平变换器桥臂子不对称等效电路模型，是一种采用受控恒流源代替正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项的模块化多电平变换器桥臂子不对称模型。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

一种模块化多电平变换器桥臂子不对称等效电路模型，该等效模型分为交流电路部分和直流电路部分；

直流电路部分包括两个直流电源vd/2、电感ldc、电阻rdc、电容cdc和受控源sc2并联组成第一模块，两个直流电源vd/2、电感ldc、电阻rdc及第一模块串联连接；

交流电路部分包括电容cac和受控源sc1并联组成的第二模块、电感lac、电阻rac以及负载load，第二模块、电感lac、电阻rac以及负载load串联连接；

交直流电路部分通过网络t1、t2耦合连接。

当模块化多电平变换器正负桥臂数量处于不对称状态时，易产生谐波和桥臂环流，主要以直流分量为主。上述等效电路模型采用受控源来分析模块化多电平变换器桥臂子不对称状态下产生的环流以及谐波，使得模块化多电平变换器系统变量之间的关系变得十分清晰，这对分析变量的特性以及对系统的影响非常有帮助。

优选的，网络t1为一个端口特性和理想变压器相同的双端的网络，该网络t1的变比是一个正弦函数，且能够传递交直流信号，其本质上是逆变器的理想模型，，变比为1网络t2为一个端口特性和理想变压器相同的双端的网络，该网络t1的变比是一个正弦函数，且能够传递交直流信号，其本质上是逆变器的理想模型，变比为1:2su；上述su只是一个符号代表，表示网络t1和t2的变比，代表一种函数，使得最终网络的变比呈现出的是正弦变化。

优选的，电容cdc、cac的电压分别反映了正负桥臂电容电压之和及之差。

优选的，受控源sc1和sc2是代替正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：当模块化多电平变换器正负桥臂数量处于不对称状态时，易产生谐波和桥臂环流，主要以直流分量为主。上述等效电路模型采用受控源来分析模块化多电平变换器桥臂子不对称状态下产生的环流以及谐波，使得模块化多电平变换器系统变量之间的关系变得十分清晰，这对分析变量的特性以及对系统的影响非常有帮助。

附图说明

图1为模块化多电平变换器(mmc)拓扑结构图。

图2为mmc桥臂子不对称等效电路图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

在图1中，每个子模块有两个开关管串联在一起，和半桥变换器一样，上下开关管互补工作，当上管开通时，下管截止，此时模块电容c被接入电路，根据桥臂电流的方向进行充电或放电，对于桥臂来说，相当于增加了一个电容电压，即一个电平，此时模块状态可以定义为“开通”，或“1”；当上管截止时，下管开通，此时模块电容c被下管旁路，对于桥臂来说，相当于减少了一个电容电压，即减少一个电平，此时模块状态可以定义为“截止”，或“0”；另外，在死区期间或系统停止工作时，模块的上下开关管同时截止，此时模块处于“闭锁”阶段，在“闭锁”状态下，如果桥臂电流方向和图1中的参考方向相同，即从上流向下，则电流通过上管的反并联二极管给电容充电，模块处于“开通”状态，如果电流从下流向上，则电流流过下管反并联二极管，模块处于“截止”状态。可见，在“闭锁”状态下，模块根据电流方向处于不同的工作状态。

不考虑电容电压的波动时，则每个电容电压为一个电平，假设正负桥臂在某时刻导通的电平数分别为p和q，输出电平数为lev，不难得出一相mmc的所有状态，表1所示为当n＝4(即一个桥臂由4个模块和一个电感串联组成)时，一相mmc的所有状态。表1中第一列为p+q表示正负桥臂电平数之和，即接入模块电容的数量，第二列和第三列分别为正负桥臂的电平数，第四列为输出电平数量，第五列为输入电平和正负桥臂电平和的差，表示为结合图1，显然其为两个电感电压之和。

表1电平图

从表1可以看出，mmc总共有9(2n+1)种电平，但电感两端承受的电平是不一样的。表中的灰色区域，电感所承受的电平为0，这意味着在任意时刻，正负桥臂的电平数和输入电压相同，只要输入电压不变，系统就不会产生额外的环流(除由系统运行机制产生的环流之外的环流，这种情况下系统的稳定性最好，这些电平总共有5(n+1)种，这些电平可以被称为“标准基本电平”，如果输出只含有这些电平，则此时系统调制称为“基本电平”输出调制。“标准基本电平”可定义为：在任意时刻正负桥臂接入电容的数量为n时的输出电平。从表1中还可以看出，存在和“标准基本电平”相同的状态，这些电平可称之为“非标准基本电平”。当系统处于“非标准基本电平”输出状态时，系统输出为基本电平，但正负桥臂接入的电平数不是n，其差值会加在电感上，从而造成额外的环流，此环流iadd可以表示为：

式中：

difflev为加在电感两端的电平，其值为0，±1……±n；

vd为电源电压；

ton为执行时间；

n为一个桥臂内的模块数量；

l为电感值。

显然如果没有目的地工作在“非标准基本电平”状态，则会给系统带来期望之外的环流，从而影响系统的稳定。但这些“非标准基本电平”却为环流控制提供了条件。从中还可以看出，输出电平绝对值越小，“非标准基本电平”的数量越多，环流控制的范围越大，在输出电平绝对值最大时，环流失去了控制的可能。

除了基本电平外，还存在其他n种输出电平，但在这些状态中，正负桥臂接入电平的数量和输入不相等，不等于n，其差被加在电感两端，从而产生额外的环流，且通过式(1)来表达，如果固定在这种状态，则系统将不会稳定。这样的电平总共有n个，处于标准电平间隔的位置，被称为“插入电平”，如果输出电平包含插入电平，即输出2n+1电平，则称系统输出“全电平”。从表1可以看出，插入电平也存在着冗余状态，在这些冗余状态中，加在电感两端的电平数是奇数并以0对称，显然如果使电感电平数始终大于0，则会带来较大的环流，从而影响系统的稳定。如果difflev＞0，则，iadd增加，如果difflev＜0，则iadd减小，如果在一个插入电平的持续时间内，则在电平维持的时间内iadd的平均值为0，采用pwm方式控制difflev＝1和difflev＝-1的作用，如果占空比为50％，则在一个插入电平维持时间内iadd平均值为0，如果pwm频率足够高，可以认为在一定时间内，正负桥臂接入电平的数量为n，从而和标准基本电平保持一致。这便是2n+1电平产生的理论基础。显然控制pwm的占空比就可以控制环流的大小。产生2n+1电平会给系统环流带来高频分量，其峰值由式(1)决定。

如果用开关函数来定义模块的状态，则第i个模块的状态可以描述为：

假设电容电压是均衡的，即在任意时刻，同一桥臂中模块电容电压都是相同的，则对应任意子模块堆两端电压(子模块输出电压之和)有

式中：

vpu和vnu表示u相上下桥臂子模块堆的电压，

vpc和vnc为子模块电容电压，

sp和sn为上下桥臂子模块开关函数之和。

显然sp和sn的值在0～n之间变化，其代表了上下桥臂开通子模块的数量，如果调制信号为正弦，则sp和sn为正弦。因此，上下桥臂可以看成为投入电容个数为连续的系统。考虑上下桥臂的对称性，可以定义：

于是，式(3)和式(4)可以分别修改为：

式中：

为u相的开关函数，sm为su的最大幅值；

和分别为u相正负桥臂模块电容电压之和。

在图1中，以u相为例进行分析。假设模块电容是均压的，依据基尔霍夫定律可得：

式中，

ipu和inu分别为流过上下桥臂的电流，

rd为桥臂的等效直流电阻。

如果同时在正负桥臂加一个电压量，则不会影响输出，但却使正负桥臂接入电平的数量不等于n，由式(1)可知，系统会产生额外环流iadd，控制插入正负桥臂的电压量就可以控制式(1)中的ton和difflev，从而控制iadd，最终达到控制环流的目的。由于在输出最大电平时，没有冗余状态，此时环流无法控制，因此环流的控制是有限度的。

mmc任意电容功率可表示成：

式中：

vci表示电容电压的瞬时值，

为电容电压的平均值，

c为电容的大小值。

以u相为例，正负桥臂所有电容功率之和可分别表示为：

式中：

vpui和vnui分别为正负桥臂第i个模块的电容瞬时电压(i＝1,2……n)，

和分别为上下桥臂所有子模块电容瞬时电压之和，当正负桥臂电容相差不大时，其平均值约为vd，

和分别为正负桥臂模块电容值之和。

根据功率平衡关系，桥臂每个子模块电容所消耗的功率之和必然和子模块的电压和流过的电流的乘积相等，即：

式中，ipu和inu分别表示正负桥臂子模块流过的电流。

正负桥臂模块电容平均值分别为cp和cn，正负桥臂模块电容电压平均值分别为和

假设cp＝c，cn＝kcc，(其中kc为一任意系数)

整理方程(13)～(14)，并考虑前列方程的关系，则可得到如下表达式：

式中：

izu为逆变器t2的电流，

iu为逆变器t1的电流。

令c^σ＝c/n(其物理含义为桥臂所有模块均开通时，桥臂的等效电容大小，如果将桥臂等效为一可变的电容，那么c^∑是这一电容的最小值)，cdc＝2c^σ，cac＝8c^σ，根据定义，并令rdc＝2rd，ldc＝2l，rac＝rd/2，lac＝l/2，联立前列方程则可以得出下列表达式：

根据式(17)～(21)，可以画出模块化多电平变换器正负桥臂子不对称条件下的等效模型，如图2所示。图中网络t1、t2为理想逆变器等效模型，cdc和cac中的电压分别反映了正负桥臂电容电压之和及差，sc1和sc2为正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项，为两受控源，由式(18)和式(17)决定。

本发明采用电力电子电路模型简化模块化多电平变换器(mmc)桥臂不对称情况，是通过严谨推导得出的采用电力电子器件建立的满足数学关系的等效电路模型。模块化多电平变换器(mmc)桥臂不对称时易产生谐波和环流(以直流分量为主)，利用电力电子元件简化等效电路模型和采用两个受控源代替模块化多电平变换器(mmc)正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项，有利于后续分析问题以及解决问题。本发明用于在电力系统中运用模块化多电平变换器(mmc)时，使得模块化多电平变换器(mmc)系统变量之间的关系变得十分清晰，这对分析变量的特性以及对系统的影响非常有帮助。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。