具有降低的开关损耗的低降压转换率的开关电源的制作方法

本申请案请求2016年10月13日提交的美国临时申请案第62/407,970号的优先权，其藉由引用整体并入本文。

本揭示的实施例一般系关于功率转换器，且更特定为利用实现低降压转换率的分接(耦接)电感器以及利用用于降低开关损耗的寄生电感与电容的开关功率转换器，而因此改善功率转换效率。

背景技术：

功率转换器系为从电源向负载供应电功率的电路部件。一些功率转换器将来自电源的直流(dc)电压转换成较低的dc电压，以向负载提供较低的dc电压。举例而言，功率转换器从电源接收高直流(dc)电压(例如，50v)，并将高dc电压转换成较低的dc电压(例如，1v)，以用于对消费电子产品(例如笔记本电脑、平板计算机、手机、或任何电子电路)供电。

一些功率转换器实现变压器或分接电感器，以改善从dc输入电压到dc输出电压的降压转换率能力。更特定言之，透过开关功率转换器中的二个电感器之间的电磁耦接传输的能量允许dc输入电压与dc输出电压之间的大的电压差。然而，分接电感器的漏电感(此处亦称为寄生电感)可能导致开关装置的高电压尖峰或振荡。这种电压尖峰或振荡可能导致功率损耗，并降低功率转换效率。此外，这种电压尖峰或振荡可能会增加辐射电磁干扰(emi)噪声。

技术实现要素：

本案实施例一般系关于具有低降压比能力的开关功率转换器。在一或更多个实施例中，开关功率转换器实现电磁耦接电感器，用于改善(或降低)输入电压与输出电压之间的降压转换率，其中电磁耦接电感器的寄生电感系与电容谐振，而使得在开关装置的电压大约为零电压时，开关装置可以开启。

根据这些与其他方面，本文揭示的实施例包括将输入电压转换成输出电压的功率转换器。在一或更多个实施例中，功率转换器包括：第一电感器，用于接收输入电压；第二电感器，电磁耦接到第一电感器，第二电感器用于将输出电压供应至负载；第一开关，耦接于第一电感器与第二电感器之间，第一开关系根据具有对应于(i)第一电感器与第二电感器之间的串联电感以及(ii)第一开关的并联电容的谐振频率的频率的脉冲进行切换；以及第二开关，耦接至第一开关与第二电感器，以根据具有该频率的另一脉冲将参考电压供应至第二电感器。

本文揭示的一或更多个实施例系关于将输入电压转换成输出电压的方法。在一或更多个实施例中，该方法包括以下步骤：控制用于周期性地将输入电压耦接到输出电压的开关装置。该方法进一步包括以下步骤：插入电磁耦接电感器，用于改善输入电压与输出电压之间的降压转换率。该方法进一步包括以下步骤：配置电磁耦接电感器的寄生电感，以与电容谐振，而使得在开关装置的电压大约为零电压时，开关装置可以开启。

附图说明

结合随附图式检视以下具体实施例的描述，本案实施例的这些与其他方面与特征对于该领域具有通常知识者将变得显而易见，其中：

图1系为根据一或更多个实施例的示例性开关功率转换器的方块图；

图2a图示根据一或更多个实施例的用于操作开关电源的脉冲的示例性时序图；

图2b系为图示根据一或更多个实施例的由寄生电感引起的电压尖峰的示例曲线图。

图3图示根据一或更多个实施例的展示第1图的开关功率转换器的操作条件的示例性时序图。

具体实施方式

现在将参照图式详细描述本案实施例，图式系提供为实施例的说明性实例，以让该领域具有通常知识者能够实施该领域具有通常知识者显而易见的实施例及替代方案。应注意，下面的图式及实施例并不意味着将本案实施例的范围限制于单一实施例，而是藉由交换所描述或所图标组件中的一些或全部而可以实现其他实施例。此外，在可以使用已知部件部分或完全实现本案实施例的某些组件的情况下，将仅描述针对本案实施例的理解所必需的这些已知部件的那些部分，并且将省略这些已知部件的其他部分的详细描述，以避免模糊本案实施例。在本案说明书中，显示单个部件的实施例不应视为限制性；反之，除非另有明确说明，本揭示意欲涵盖包括复数个相同部件的其他实施例，反之亦然。此外，除非明确阐述，申请人并非意欲将说明书或申请专利范围中的任何术语归类为不常见或特殊的含义。此外，本案实施例藉由图示之方式涵盖本文参照的已知部件的当前及将来已知的等同方式。

概要

根据某些一般方面，描述具有低降压比能力的开关功率转换器。更特定言之，开关功率转换器实现电磁耦接电感器，用于改善(或降低)输入电压与输出电压之间的降压转换率，其中电磁耦接电感器的寄生电感系与电容谐振，而使得在开关装置的电压大约为零电压时，开关装置可以开启。

在一或更多个实施例中，开关功率转换器包括彼此电磁耦接的第一电感器与第二电感器、耦接于第一电感器与第二电感器之间的第一开关、及耦接至第一开关与第二电感器的第二开关。根据由反馈电路控制的脉冲来切换第一开关，以将输出电压调节到期望的等级。第二开关可以与第一开关互补地切换。因此，所揭示的开关功率转换器透过二个电感器之间的电磁耦接实现输入电压与输出电压之间的大的电压差。

在一个方面中，串联电感至少包括第一电感器的寄生电感。因此，可以选择寄生电感，以与电容(例如，寄生电容、电容器的有意电容、或其组合)谐振。寄生电感与电容的谐振造成开关装置的电压具有正弦波形，而有助于降低电压尖峰。电容的正弦波形允许在开关装置具有低电压(例如，0-1.0v)时开启开关装置，而藉此避免功率损耗。因此，所揭示的开关功率转换器透过二个电感器之间的电磁耦接实现输入电压与输出电压之间的大的电压差，而具有改善的功率转换效率。

示例性开关功率转换器

第1图系为根据一或更多个实施例的示例性开关功率转换器100的方块图。举例而言，开关功率转换器100透过导线或轨迹线耦接到电源110与负载120。电源110可以是电池、功率插座、功率转接器、或供应电压至开关功率转换器100的任何电路。负载120可以是膝上型计算机、平板计算机、手机、或接收来自开关功率转换器100的输出电压的任何电子电路。开关功率转换器100接收dc输入电压，将dc输入电压转换成dc输出电压，以及将输出电压供应至负载120。在一个方面中，开关功率转换器100在输入电压与输出电压之间利用小的降压比(例如，小于1/50至1/5)进行电压转换，而具有改善的功率转换效率。此处的降压比系指称dc输出电压与dc输入电压之间的比率(亦即，vout/vin)。

在一或更多个实施例中，开关功率转换器100包括第一电感器l1、第二电感器l2、串联电感lp、并联电容cp、第一晶体管q1、第二晶体管q2、驱动器130、及输出电容器cout。这些部件可以实现为集成电路、印刷电路板上的分离部件、或其任何组合。这些部件一起操作以将来自电源110的dc输入电压转换成dc输出电压，并将dc输出电压供应至负载120。在一些实施例中，开关功率转换器100包括不同于第1图所示的不同、较少、或附加部件，或者具有不同布置。举例而言，驱动器130、输出电容器cout、或两者可以实现为与开关功率转换器100的其他部件分离的外部部件。

在一个方面中，开关功率转换器100的部件系配置为零电压开关分接电感器降压转换器。在一个实施方案中，第一电感器l1可以在节点n1处耦接到电源110，并在节点n2处耦接到串联电感lp。串联电感lp系在节点n3处耦接到第一晶体管q1与并联电容cp。第一晶体管q1与并联电容cp在节点n4处耦接到第二电感器l2与第二晶体管q2。第二电感器l2在节点n5处耦接到输出电容器cout，并且可以耦接到负载120。第二晶体管q2与输出电容器cout耦接到供应参考电压(例如，接地电压)处的参考终端150。第一晶体管q1与第二晶体管q2分别在节点n6、n7处耦接到驱动器130。

第一电感器l1与第二电感器l2系为耦接于开关功率转换器100的输入与输出之间的电路部件。在一个配置中，第一电感器l1包括耦接到节点n1的一端以及耦接到节点n2的另一端，而第二电感器l2包括耦接到节点n5的一端以及耦接到节点n4的另一端。第一电感器l1可以在节点n1处接收用于开关功率转换器100的dc输入电压，而第二电感器l2可以在节点n5处供应用于开关功率转换器100的dc输出电压。电感器l1、l2可以实现为耦接或分接电感器，因此电感器l1、l2系为彼此电磁耦接。在一个方面中，如下面的等式(1)所示，第一电感器l1的匝数与第二电感器l2的匝数决定降压比(stepdownratio)：

其中n1系为第一电感器l1的匝(或绕组)数，而n2系为第二电感器l2的匝(或绕组)数，ton系为晶体管q1的导通时间的持续时间，toff系为晶体管q1的截止时间的持续时间。

串联电感lp系为耦接于电感器l1、l2之间的电路模型。串联电感lp包括耦接到节点n2的一端以及耦接到节点n3的另一端。串联电感lp至少包括分接(耦接)电感器的寄生电感(此处亦称为“漏电感”)。可附加地，串联电感lp可包括物理耦接于节点n2、n3之间并与漏电感串联的分离电感器的电感。在实现附加分离电感器的情况下，串联电感lp表示寄生电感与分离电感器的电感之和。

第一晶体管q1系为耦接于串联电感lp与电感器l2之间的电路部件。在一个方式中，第一晶体管q1系实现为n型或p型场效晶体管(亦即mosfet)。第一晶体管q1可以实现为另一类型的开关功率晶体管。第一晶体管q1包括耦接到节点n3的第一端(例如，漏极)、耦接到节点n4的第二端(例如，源极)、及耦接到节点n6的第三端(例如，栅极)。在一个方面中，根据在节点n6处施加的控制信号，第一晶体管q1系操作为电耦接或电解耦节点n3与节点n4的开关。具体而言，响应于节点n6处的电压系为第一电压，第一晶体管q1将节点n3电耦接到节点n4。类似地，回应于节点n6处的电压系为第二电压，第一晶体管q1电解耦节点n3与节点n4。藉由实现在节点n3、n4之间的第一晶体管q1，可以简化驱动器130的实施方案。

并联电容cp系为在第一晶体管q1的二个端(例如漏极与源极)上并联耦接的电路模型。并联电容cp包括耦接到节点n3的一端以及耦接到节点n4的另一端。并联电容cp至少包括第一晶体管q1的寄生电容。可附加地，并联电容cp可以包括物理耦接于节点n3，n4之间并与并联电容cp并联的分离电容器的电容。在实现附加分离电容器的情况下，并联电容cp表示寄生电容与分离电容器的电容之和。在一个方面中，并联电容cp系在并联电容cp与串联电感lp的谐振频率下与串联电感lp谐振，而有助于降低第一晶体管q1的开启过渡损耗，而因此改善下面参照第2图至第4图详细描述的功率转换效率。

第二晶体管q2系为耦接至第一晶体管q1与第二电感器l2的电路部件。在一个方式中，第二晶体管q2系实现为n型或p型场效晶体管(亦即mosfet)。第二晶体管q2可以实现为另一类型的开关功率晶体管。第二晶体管q2包括耦接到节点n4的第一端(例如，漏极)以及耦接到参考终端150的第二端(例如，源极)。在一个方面中，根据在节点n7处施加的另一控制信号，第二晶体管q2系操作为电耦接或电解耦节点n4与参考终端150的开关。具体而言，响应于节点n7处的电压系为第一电压，第二晶体管q2将节点n4电耦接到参考终端150。类似地，回应于节点n7处的电压系为第二电压，第二晶体管q2电解耦节点n4与参考终端150。

驱动器130系为产生用于操作第一晶体管q1与第二晶体管q2的信号的电路部件。驱动器130包括耦接到节点n6的第一输出以及耦接到节点n6的第二输出。在一个方面中，驱动器130系在特定频率下产生脉冲，并将脉冲施加到节点n6、n7(例如，每一者具有对应的脉冲宽度)。在一个方式中，驱动器130产生脉冲，以在第一时间周期期间开启第一晶体管q1并关断第二晶体管q2，以及在第二时间周期期间关断第一晶体管q1并开启第二晶体管q2。在第一晶体管q1实现为n型晶体管以及第二晶体管q2实现为p型晶体管的情况下，或者在第一晶体管q1实现为p型晶体管以及第二晶体管q2实现为n型晶体管的情况下，节点n6、n7可以彼此耦接，而驱动器130可以输出单一脉冲。在下面参照第2图与第3图提供由驱动器130所产生的示例性脉冲以及开关功率转换器100的操作。

参照第2a图，图示根据一或更多个实施例的用于操作开关电源100的脉冲vn6、vn7的示例性时序图。在第一晶体管q1与第二晶体管q2实现为n型晶体管的实施例中，驱动器130产生施加到节点n7处的第二晶体管q2的第一脉冲vn7以及施加到节点n6处的第一晶体管q1的第二脉冲vn6。脉冲vn6、vn7系与时间t0与t2之间的频率或时间周期t_sw同步。在时间周期t_sw中，在t0与t1之间的时间周期期间，脉冲vn6具有高电压，而脉冲vn7具有低电压。此外，在t1与t2之间的时间周期期间，脉冲vn6具有低电压，而脉冲vn7具有高电压。因此，在t0和与t1之间的时间周期(亦即q1的ton)期间，第一晶体管q1开启，第二晶体管q2关断，而t1与t2之间的时间周期(亦即q1的toff)期间，第一晶体管q1关断，第二晶体管q2开启。

在t0与t1之间的时间周期期间，流过第一与第二电感l1、l2的电流增加，而允许能量储存在第二电感器l2与漏电感lp处。在t1与t2之间的时间周期期间，第二电感器l2中储存的能量系传输到负载。同时，漏电感器lp中储存的能量在漏电感器lp与并联电容cp之间引发谐振。假设省略第一电感器l1与串联电感lp，则输入电压与输出电压之间的电压差或降压比系与脉冲vn6、vn7的工作循环成比例。举例而言，t0与t1之间的较窄时间周期(亦即较小的脉冲宽度)允许较小的降压转换率。

为了进一步改善使用较小的脉冲宽度的降压比，可以实现与第二电感器l2电磁耦接的第一电感器l1。电感器绕组n1/n2的匝数比允许电感器l1与l2的电压耦接在一起，并分布在电感器l1与l2之间。更特定言之，相较于第二电感器l2的绕组数n2，第一电感器l1的较大绕组数n1允许决定ton与toff的给定脉冲宽度的较低降压比，如上述等式(1)所示。因此，相较于省略第一电感器l1，藉由实现与第二电感器l2电磁耦接的第一电感器l1，可以取得较小的降压比。

本案申请人亦理解，尽管与第二电感器l2磁耦接的第一电感器l1允许从输入电压到输出电压的较小的降压转换率，但是分接(耦接)电感器的寄生电感可能引入电压尖峰或振荡。举例而言，第2b图图示在并联电容cp太小(例如，几个ff)的情况下在节点n3处的电压的曲线图。如第2b图所示，由于第一电感器l1的寄生电感，电压峰值210可能如第2b图所示发生在t1与t2之间的时间周期期间。这些电压峰值210导致功率损耗，而因此降低功率转换效率。此外，电压峰值210可能增加辐射电磁干扰(emi)噪声。

在一或更多个实施例中，将并联电容cp决定为与寄生电感或包括寄生电感的串联电感lp谐振。如上面参照第1图所述，并联电容cp可以是第一晶体管q1的寄生电容，或是耦接于第一晶体管q1的节点n3、n4之间的寄生电容与分离电容器的电容的组合。可以选择并联电容cp以与串联电感lp谐振，而使得来自等式(1)的晶体管q1的截止时间toff基本上等于谐振周期(亦即，并联电容cp与串联电感lp的谐振频率的倒数)的一半，或者如下面的等式(2)所示：

因此，并联电容器cp(晶体管q1)的电压具有正弦波形。电压尖峰可以受到抑制。可以利用晶体管q1的漏极与源极的低电压(例如，0-1.0v)开启晶体管q1，而因此可以降低功率损耗。此外，可以减少由于电压尖峰或振荡而引起的电磁干扰(emi)噪声。

参照第3图，图示根据一或更多个实施例的展示第1图的开关功率转换器100的操作条件的示例性时序图。在第3图中，图标响应于从驱动器130施加的脉冲vn6、vn7的在节点n4处的电压曲线图vn4、第一晶体管q1(或并联电容cp)的电压曲线图vcp、及通过串联电感lp的电流曲线图ilp。藉由实施并联电容cp并如第3图所示施加脉冲vn6、vn7，可以利用晶体管q1的低电压开启晶体管q1，而藉此减少功率损耗。

在一或更多个实施例中，根据并联电容cp与串联电感lp的谐振频率来施加脉冲vn6、vn7。在一个方式中，如电压曲线图vcp与电流曲线图ilp所示，并联电容cp与串联电感lp在谐振频率下彼此谐振。在t0与t1之间的时间周期期间，当vcp基本上等于0v或在特定范围内(例如，0-0.5v)时，或者当节点n3处的电压与节点n4处的电压基本上彼此相等时，可以开启第一晶体管q1，且可以关断第二晶体管q2。因此，在t0与t1之间的时间周期期间，启动从电源110通过第一晶体管q1到负载120的电流路径，而第一晶体管q1具有降低的电压下降。利用节点n3、n4上的降低的电压来开启第一晶体管q1，以降低与晶体管q1的开启相关联的损耗。在一个方面中，节点n3处的电压系对应于节点n4处的电压与并联电容cp的电压之和。串联电感lp与并联电容cp可以在t1与t2之间的时间周期期间彼此谐振。在t1与t2之间的时间周期期间，可以关断第一晶体管q1，且可以开启第二晶体管q2。在时间t1处，当关断第一晶体管q1时，储存在串联电感lp中的能量平滑地传输到并联电容cp。因此，如第1图与第3图所示，藉由实现并联电容cp、串联电感lp、及开关晶体管q1、q2来降低第2b图所示的电压尖峰或振荡。

有利地，相较于使用习知分接电感器的零电压切换的习知分接电感器率转换器，所揭示的开关功率转换器可以实现高3-4％的功率转换效率。此外，相较于习知降压功率转换器，所揭示的开关电源转换器可以实现高7-8％的功率转换效率。因此，所揭示的开关功率转换器100可以利用较小的降压比(例如小于10)以及利用由于l1的第一电感器的寄生电感而降低的能量损耗来改善功率转换效率。

各种示例性实施例中所示的系统与方法的构造与布置仅为说明性。尽管在本揭示中仅详细描述几个实施例，但是许多修改是可能的(例如，各种组件的大小、尺寸、结构、形状、及比例的变化、参数值、安装布置、材料的使用、颜色、定向等)。举例而言，组件的位置可以颠倒或以其他方式变化，而分离组件的性质或数量或位置可以替换或变化。因此，所有这些修改意欲包括在本揭示的范围内。根据替代实施例，任何处理或方法步骤的顺序或序列可以变化或重新排序。在不悖离本揭示的范围的情况下，可以在示例性实施例的设计、操作条件、及布置中进行其他替换、修改、改变、及省略。