DC链路总线平衡器的制作方法

发明背景

1.发明领域

本发明总体上涉及用于控制不间断电源(ups)的系统和方法。

2.相关技术的讨论

使用功率设备(例如不间断电源(ups))来为敏感和/或关键负载(如计算机系统和其它数据处理系统)提供经调节的不间断功率是已知的。已知的不间断电源包括在线式ups、离线式ups、在线交互式ups以及其它。在线式ups提供经调节的ac功率以及在主ac功率源中断时提供备用ac功率。离线式ups一般不提供输入ac功率的调节，但在主ac功率源中断时提供备用ac功率。在线交互式ups类似于离线式ups，因为它们在电力中断出现时切换到电池功率，但一般也包括用于调节由ups提供的输出电压的多抽头变压器。

概述

本发明的至少一个方面针对不间断电源(ups)系统，ups系统包括配置成耦合到ac源并从ac源接收输入ac功率的输入端；配置成将输出ac功率提供到负载的输出端；耦合到输入端并配置成将输入功率转换成具有正dc电压电平和负dc电压电平的dc功率的转换器；耦合到转换器并配置成从转换器接收dc功率的多个dc总线，多个dc总线包括配置成维持正dc电压电平的正dc总线、中点dc总线和配置成维持负dc电压电平的负dc总线；耦合到多个dc总线并配置成将来自多个dc总线的dc功率转换成输出ac功率并将输出ac功率提供到输出端的3电平逆变器；以及配置成监测正dc电压电平和负dc电压电平、识别在正dc电压电平和负dc电压电平之间的不平衡并基于该不平衡来选择性地控制3电平逆变器以在2电平操作模式和3电平操作模式中操作以在正dc总线和负dc总线之间转移能量的控制器。在一个实施方式中，3电平逆变器基于npc-2拓扑。

根据一个实施方式，在选择性地控制3电平逆变器以在2电平操作模式和3电平操作模式中操作时，控制器还配置成在工频周期(linecycle)的正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从正dc总线转移到负dc总线。

根据另一实施方式，在工频周期的正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从正dc总线转移到负dc总线时，控制器还配置成在正半周期的一部分期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器。在一个实施方式中，在工频周期的正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从正dc总线转移到负dc总线时，控制器还配置成操作3电平逆变器以在正半周期期间在2电平操作模式和3电平操作模式之间交替。在另一实施方式中，在工频周期的正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从正dc总线转移到负dc总线时，控制器还配置成在整个正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器。在一个实施方式中，在选择性地控制3电平逆变器以在2电平操作模式和3电平操作模式中操作时，控制器还配置成在在工频周期的负半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从负dc总线转移到正dc总线。

根据一个实施方式，3电平逆变器包括耦合在多个dc总线之间的多个开关，以及其中在选择性地控制3电平逆变器以在2电平操作模式和3电平操作模式中操作时，控制器还配置成控制多个开关在第一操作模式中操作以产生从正dc总线汲取能量并增加穿过输出端的电流的第一电流路径，在第二操作模式中操作以在中点dc总线和输出端之间产生第二电流路径，并在第三操作模式中操作以产生将能量输送到负dc总线110的第三电流路径。

根据另一实施方式，多个开关包括耦合在正dc总线和输出端之间的第一开关、耦合在负dc总线和输出端之间的第二开关、耦合到中点dc总线的第三开关和耦合在第三开关和输出端之间的第四开关。在一个实施方式中，在第一操作模式中操作多个开关时，控制器还配置成控制第一开关闭合以经由第一开关将正dc总线耦合到输出端。在另一实施方式中，ups系统还包括耦合在中点总线和正dc总线之间的第一电容器。在一个实施方式中，在第二操作模式中操作多个开关时，控制器还配置成控制第三开关和第四开关闭合以经由第三开关和第四开关将中点dc总线耦合到输出端。在另一实施方式中，在第三操作模式中操作多个开关时，控制器还配置成控制第二开关以经由第二开关将负dc总线耦合到输出端。在一个实施方式中，ups系统还包括耦合在中点总线和负dc总线之间的第二电容器。

根据一个实施方式，转换器还配置成从ac源接收3相输入ac功率并将3相输入ac功率转换成dc功率。在一个实施方式中，3电平逆变器还配置成将来自多个dc总线的dc功率转换成3相输出ac功率并向输出端提供3相ac功率。

本发明的另一方面针对用于操作ups的方法，所述ups包括配置成耦合到电源的输入端、输出端、包括正dc总线、中点dc总线和负dc总线的多个dc总线、以及耦合到多个dc总线的3电平逆变器，该方法包括从电源接收输入功率，维持在正dc总线上的正dc电压电平，维持在负dc总线上的负dc电压电平，使用3电平逆变器将来自多个dc总线的dc功率转换成输出ac功率，将输出ac功率提供到输出端，监测正dc电压电平和负dc电压电平，识别在正dc电压电平和负dc电压电平之间的不平衡，以及基于该不平衡来选择性地控制3电平逆变器以在2电平操作模式和3电平操作模式中操作以在正dc总线和负dc总线之间转移能量。

根据一个实施方式，选择性地控制3电平逆变器以在2电平操作模式和3电平操作模式中操作包括在工频周期的正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从正dc总线转移到负dc总线，以及在工频周期的负半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从负dc总线转移到正dc总线。在另一实施方式中，ups还包括耦合在dc总线之间的多个开关，以及其中在工频周期的正半周期期间在2电平操作模式中操作3电平逆变器以将能量从正dc总线转移到负dc总线包括在第一操作模式中操作多个开关以增加3电平逆变器的输出电流，在第二操作模式中操作多个开关以在中点dc总线中使电流自由流动(free-wheelcurrent)，以及在第三操作模式中操作多个开关以在负dc总线中使电流自由流动，将能量从正dc总线转移到负dc总线。

本发明的至少一个方面针对不间断电源(ups)系统，所述ups系统包括配置成耦合到电源并从电源接收输入功率的输入端；配置成将输出ac功率提供到负载的输出端；耦合到输入端并配置成将输入功率转换成具有正dc电压电平和负dc电压电平的dc功率的转换器；耦合到转换器并配置成从转换器接收dc功率的多个dc总线，多个dc总线包括配置成维持正dc电压电平的正dc总线、中点dc总线和配置成维持负dc电压电平的负dc总线；以及用于将来自多个dc总线的dc功率转换成输出ac功率、用于将输出ac功率提供到输出端、以及用于使在正dc总线上的正dc电压电平与在负dc总线上的负dc电压电平平衡的装置。

附图说明

下面参考附图讨论至少一个实施方式的各种方面，附图并未旨在按比例绘制。附图被包括是为了提供对各种方面和实施方式的图示和进一步理解，且被合并在本说明书中并构成本说明书的一部分，但并不意欲作为本发明的限制性定义。在附图中，在各个附图中示出的每个相同或几乎相同的部件由相似的数字表示。为了清楚的目的，并非在每个附图中都标出了每个部件。在附图中：

图1是根据本文所述的方面的在线式ups的方框图；

图2示出根据本文所述的方面的逆变器的第一操作模式；

图3示出根据本文所述的方面的逆变器的第二操作模式；

图4示出根据本文所述的方面的逆变器的第三操作模式；

图5是示出根据本文所述的方面的逆变器的控制方案的曲线图；

图6包括示出根据本文所述的方面的逆变器的操作的曲线图；

图7包括示出根据本文所述的方面的逆变器的操作的曲线图；

图8是示出根据本文所述的方面的逆变器的另一控制方案的曲线图；

图9包括表示由根据本文所述的方面的逆变器转移的平均功率的曲线图；以及

图10是本发明的各种实施方式基于其可以被实施的系统的方框图。

详细描述

本文讨论的方法和系统的例子在应用中并不限于在下面的描述中阐述或在附图中所示的部件的结构和布置的细节。方法和系统能够在其它实施方式中实现并以各种方式被实践或实现。特定实现的例子在本文仅为了例证性目的被提供且并非旨在限制性。实际上，结合任一个或更多个例子讨论的动作、部件、元件和特征并非旨在从在任何其它例子中的类似角色排除。

此外，在本文使用的短语和术语是为了描述的目的，且不应被视为限制性的。对在本文以单数形式提到的系统和方法的例子、实施方式、部件、元件或动作的任何引用也可包含包括多个情况的实施方式，且以复数形式对本文的任何实施方式、部件、元件或动作的任何引用也可包含只包括单个情况的实施方式。单数或复数形式的引用并不意欲限制当前公开的系统或方法、它们的部件、动作或元件。“including(包括)”、“comprising(包括)”、“具有”、“包含”、“涉及”及其变形在本文的使用意欲包括在其后列出的项目及其等效形式以及额外的项目。对“或”的引用可被解释为包括性的，使得使用“或”描述的任何术语可指示所述术语的单个、多于一个和全部中的任一种。此外，在本文档和通过引用并入本文的文档之间的术语的不一致使用的情况下，在所并入的参考资料中的术语使用是对本文档的术语使用的补充；对于不可调和的不一致，以在本文档中的术语使用为准。

如上面讨论的，功率设备例如不间断电源(ups)有时用于向敏感和/或关键负载提供经调节的不间断功率。

常规在线式ups使用功率因数校正电路(pfc)对由电力设施提供的输入ac功率整流以向dc总线提供dc功率。在市电电源是可用时，在dc总线上的整流的dc功率一般用于对电池充电。在缺乏市电电源的情况下，电池放电并向dc总线提供dc功率。

从dc总线上的dc功率，逆变器产生被提供到负载的ac输出电压。因为dc总线由市电或电池供电，如果市电出故障且电池被充足地充电，ups的输出功率是不间断的。一般在线式ups也可在旁路模式中操作，其中具有基本保护的未调节的功率经由旁路线路直接从ac电源提供到负载。

一些在线式ups系统是接收三相输入ac功率并输出3相输出功率的三相系统。这样的系统一般包括三个输入线(即对每个输入相有一个输入线)和三个输出线(即对每个输出相有一个输入线)。大量常规3相在线式ups系统基于3级拓扑，且因此能够在三个电压电平之间切换：正dc总线、中点和负dc总线。中点一般连接到中性线。

由3电平在线式ups系统供电的半波整流负载一般连接在ups的输出相线之一和中性线之间。因此，负载只在逆变器的切换循环的一个半个周期内汲取功率。例如，如果功率只在逆变器切换循环的正半周期内由负载汲取，则相比于负dc总线，ups系统的逆变器将从正dc总线汲取更多的功率。在这样的情况下，ups的pfc电路(例如整流器)必须在逆变器切换循环的正半周期期间输送更多的功率以将dc总线电压保持在平衡中。这通常不是问题，只要连接到输入端、中点和输出端的中性线存在。更具体地，pfc电路可在逆变器切换循环的正半周期内汲取更多的功率，导致与负载不平衡成比例的在中性线中的电流流动。

然而，在中性线在系统的输入端处不存在或是不需要的情况下，pfc电路将不能够汲取非对称功率，因为输入功率将只被相间加载，实际上抵消任何不平衡(即，在相之间的虚拟中点将在不平衡的情况下移动)。应对这个约束的常见技术是将δ-y隔离变压器安装在系统的输入端或输出端上以创建新的中性中点。然而，这是相对昂贵和笨重的解决方案，其也可能损害系统的总效率。

不平衡负载可能造成问题的另一情况是在电池操作中，其中负载暂时由ups系统的电池供电。如果电池只由单个串组成，则电池将只能够将相等数量的功率输送到正dc总线和负dc总线。实现到dc总线的非对称功率分配的对此的一个解决方案是利用分离电池，其中电池组的中点连接到中性线。然而，很多ups系统只支持单串电池，且单串电池通常是优选的，优于分离电池。

相应地，如果真正的三线市电操作(即没有市电中性线)和/或单串电池支持是需要的/优选的，则用于dc总线的平衡的专用解决方案通常必须被合并。例如，很多ups系统包含特别用于正和负总线电压的平衡的额外转换器。这样的转换器(即总线平衡器)通常设计成将有限数量的功率(例如规定的最大输出功率的10％)从一个dc总线转移到另一dc总线。这样的专用总线平衡器电路不仅增加ups系统的总成本，而且占用在ups系统中的有价值的空间。

在至少一个实施方式中，提供ups系统，其利用ups的逆变器作为dc总线平衡器，因而节省由专用总线平衡器电路一般需要的额外的成本和覆盖区。ups系统通过控制3电平逆变器在ac工频周期的一个半个周期中的高频逆变器切换循环的至少一部分期间作为2电平逆变器操作来操作。

图1是根据本发明的一个方面的在线式ups100的方框图。ups100包括第一输入相线102a、第二输入相线102b、第三输入相线102c、pfc整流器104、正dc总线106、中点总线108、负dc总线110、逆变器112、第一输出相线114a、第二输出相线114b、第三输出相线114c和控制器116。在至少一个实施方式中，ups100还包括电池118和电池接口120。逆变器112是三电平逆变器。例如，在一个实施方式中，基于npc(中性点箝位)-2拓扑来配置逆变器112。然而，在其它实施方式中，基于另一适当的3电平逆变器拓扑(例如npc-1拓扑)来配置逆变器112。

每个输入相线102a-c配置成耦合到三相电源的一个相并耦合到pfc整流器104。pfc整流器104经由正dc总线106、中点总线108和负dc总线110耦合到逆变器112。逆变器112还配置成经由第一输出相线114a、第二输出相线114b和第三输出相线114c中的至少一个耦合到负载。根据一个实施方式，电池118也经由电池接口120耦合到正dc总线106、中点dc总线108和负dc总线110。在一个实施方式中，电池接口120是双向dc-dc转换器。控制器116耦合到pfc整流器104、电池接口120和逆变器112，并配置成将控制信号提供到pfc整流器104、电池接口120和逆变器112。

控制器116监测由输入相线102a-c接收的输入ac功率，并配置成基于由输入相线102a-c接收的输入ac功率的状态在不同的操作模式中操作ups100。当被提供到输入相线102a-c的ac功率是可接受的(即高于输入功率阈值)时，控制器116在正常操作模式中操作ups100。在正常操作模式中，来自输入相线102a-c的ac功率被提供到pfc整流器104。控制器116操作pfc整流器104以将输入ac功率转换成dc功率并向正dc总线106和负dc总线110提供转换的dc功率。控制器116还操作pfc整流器104以在输入相线102a-c处提供pfc。

在正常操作模式中，逆变器112从正和负dc总线106、110接收dc功率，并在高频切换循环期间操作以将dc功率转换成经调节的ac功率，并向耦合到输出相线114a-c中的至少一个的负载提供经调节的ac功率。在正常操作模式中，dc功率也可从正和负dc总线106、110提供到电池接口120，且控制器116操作电池接口120以将来自dc总线106、110的dc功率转换成期望的电平的dc功率。来自电池接口120的dc功率被提供到电池118以给电池充电。

当被提供到输入相线102a-c的ac功率是不可接受的(即低于输入功率阈值)时，控制器116在备用操作模式中操作ups100。在备用操作模式中，来自电池118的dc功率由电池接口120调节并被提供到正和负dc总线106、110。逆变器112从dc总线106、110接收dc功率并在高频切换循环期间操作以将dc功率转换成经调节的ac功率，并将经调节的ac功率提供到耦合到输出相线114a-c中的至少一个的负载。

在正常和备用操作模式中，当在高频切换循环期间操作逆变器112以将来自dc总线106、110的dc功率转换成经调节的ac功率以提供到负载时，控制器116还操作逆变器112以使在正和负dc总线106、108上的电压平衡。控制器116操作3电平逆变器112以在ac工频周期的一个半个周期期间至少部分地作为2电平逆变器来操作，因而在它作为2电平逆变器操作的时间期间将能量输送到正dc总线。下面更详细地讨论逆变器112的操作。

图2-4是示出在ac工频周期(即50hz/60hz)的正半周期期间逆变器112的操作的更详细的示意图。如在图2-4中所示的，逆变器112包括多个开关，其包括第一开关(q1)202、第二开关(q2)204、第三开关(q3)206和第四开关(q4)208。逆变器112还包括输出电感器210和输出端212。在一个实施方式中，多个开关202、204、206、208中的每个是绝缘栅双极晶体管(igbt)；然而在其它实施方式中，每个开关202、204、206、208可以是另一适当类型的开关和/或晶体管(例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet))。根据至少一个实施方式，每个开关202、204、206、208包括反向并联地连接到开关的二极管。在至少一个实施方式中，二极管是mosfet的本征体二极管或igbt的体续流二极管(co-packdiode)。

根据图2-4中所示的至少一个实施方式，第一开关(q1)202的漏极耦合到正dc总线106，而第一开关(q1)202的发射极耦合到电感器210的第一端。第二开关(q2)204的漏极耦合到电感器210的第一端，而第二开关(q2)204的发射极耦合到负dc总线110。第三开关(q3)206的漏极耦合到中点总线108，而第三开关(q3)206的发射极耦合到第四开关(q4)208的发射极。第四开关(q4)208的漏极耦合到电感器210的第一端。电感器210的第二端耦合到输出端212。中点总线108经由第一电容器201耦合到正dc总线106并经由第二电容器203耦合到负dc总线110。控制器116耦合到每个开关202、204、206、208的栅极并配置成将控制信号提供到每个开关202、204、206、208的栅极。

图2示出在工频周期的正半周期中的高频切换循环期间逆变器112的第一操作模式，其中逆变器的输出电流(即穿过输出端212的电流)增加。在第一操作模式中，控制器116操作第一开关(q1)202闭合、第二开关(q2)204断开、第三开关(q3)206闭合以及第四开关(q4)断开。一旦第一开关(q1)202闭合、第二开关(q2)204断开、第三开关(q3)206闭合以及第四开关(q4)断开，就形成包括中点总线108、第一电容器201、正dc总线106、第一开关(q1)202、电感器210和输出端212的第一电流路径200。在第一操作模式期间，第一电流路径200从正dc总线106汲取能量并增加穿过输出端212的电流。

图3示出在工频周期的正半周期中的高频切换循环期间逆变器112的第二操作模式，其中电流在中点dc总线108中自由流动。在第二操作模式中，控制器116操作第一开关(q1)202断开、第二开关(q2)204断开、第三开关(q3)206闭合以及第四开关(q4)闭合。一旦第一开关(q1)202断开、第二开关(q2)204断开、第三开关(q3)206闭合以及第四开关(q4)闭合，就形成包括中点总线108、第三开关(q3)206、第四开关(q4)208、电感器210和输出端212的第二电流路径300。在第二操作模式期间，电流经由第二电流路径300穿过逆变器112自由流动。

图4示出在工频周期的正半周期中的高频切换循环期间逆变器112的第三操作模式，其中电流在负dc总线110中自由流动。在第三操作模式中，控制器116操作第一开关(q1)202断开、第二开关(q2)闭合、第三开关(q3)206断开以及第四开关(q4)断开。一旦第一开关(q1)202断开、第二开关(q2)204闭合、第三开关(q3)断开以及第四开关(q4)断开，就形成包括中点总线108、第二电容器203、负dc总线110、第二开关(q2)204的二极管、电感器210和输出端212的第三电流路径400。在第三操作模式期间，假设逆变器在正半周期中操作且输出电流是正的(即逆变器在第一象限中操作)，电流经由第三电流路径400穿过逆变器112自由流动以及第三电流路径400将能量输送到负dc总线110。

通过在正半周期期间在第一、第二和/或第三模式中操作逆变器112，控制器116操作逆变器112不仅向输出端212提供期望输出功率，而且使在正和负dc总线106、110上的电压平衡。例如，控制器116监测逆变器112的输出功率，并在第一操作模式中操作逆变器112以调节被提供到输出线114a-c(源自于正dc总线106)的功率。控制器116还监测正dc总线106的电压电平和负dc总线110的电压电平并操作逆变器112以在第二和第三操作模式之间交替以使正dc总线106的电压电平与负dc总线110的电压电平平衡。

更具体地，根据一个实施方式，控制器116监测正dc总线106的电压电平和负dc总线110的电压电平，并确定在正dc总线106和负dc总线110上的电压是否是不平衡的。响应于确定在正dc总线106和负dc总线110上的电压是平衡的，控制器116在第二操作模式中操作逆变器112。响应于确定在正dc总线106和负dc总线110上的电压是不平衡的以及能量需要从正dc总线106转移到负dc总线110以使dc总线106、110上的电压平衡，控制器116在正半周期期间部分地在第三操作模式中操作逆变器112以将能量从正dc总线106转移到负dc总线110(即，使在负dc总线110上的电压与正dc总线106的电压平衡)。

通过接通或断开中点开关(即第三开关(q3)206和第四开关(q4)208)来完成在第二操作模式和第三操作模式之间的交替。更具体地，如果不需要能量在正dc总线106和负dc总线110之间转移，则控制器116在第二操作模式中操作逆变器112，使得电流穿过中点dc总线108自由流动。如果需要能量在正dc总线106和负dc总线110之间转移，则控制器116在第三操作模式中操作逆变器112，使得电流在正半周期的至少一部分期间穿过负dc总线110和第二开关(q2)204的二极管自由流动。如果逆变器112在ac工频周期的正半周期期间部分地在第三操作模式中操作以将能量从正dc总线106转移到负dc总线110；在ac工频周期的相对的(即负)半周期期间，控制器116操作逆变器112作为3电平逆变器以只经由第二开关(q2)(类似于第一操作模式)或中点开关(即，第三开关(q3)206和第四开关(q4)208)将功率从负dc总线110引出到输出端.

控制器116也可在ac工频周期的负半周期期间在不同的操作模式中操作逆变器112以不仅将期望输出功率提供到输出端212，而且使在正和负dc总线106、110上的电压平衡。例如，在负半周期期间，控制器116可操作逆变器112以从负dc总线110汲取能量以增加逆变器112的输出电流(例如类似于上面所述的第一操作模式)。控制器也可操作逆变器112，使得当不需要能量从负dc总线110到正dc总线106的转移(例如类似于上面所述的第二操作模式)时电流在中点dc总线108中自由流动，并假设逆变器在负半周期中操作且输出电流是负的(即逆变器在第3象限中操作)，使得当需要能量从负dc总线110到正dc总线106的转移以使正和负dc总线106、110上的电压平衡时，电流在正dc总线106中自由流动以将能量输送到正dc总线106。

通过在2电平操作(例如上面所述的第三操作模式)和3电平操作(例如上面所述的第二操作模式)之间交替，控制器116可以使在正和负dc总线106、110之间的电压平衡。存在用于在2电平和3电平操作之间交替的多个不同的控制方案。

图5是示出根据至少一个实施方式的逆变器112的控制方案的曲线图500。曲线图500包括示出逆变器112的输出ac电压波形(vac)的第一迹线502和示出逆变器112的高频(例如20khz)脉冲宽度调制(pwm)电压的第二迹线504。在图5所示的控制方案中，控制器116操作逆变器112以只在每个正半周期(例如50hz半周期)的一部分(例如从3ms到7ms)中纯粹作为2电平转换器操作。在这个时间期间，电流穿过负dc总线110自由流动以将能量从正dc总线106转移到负dc总线110并因此使在正dc总线106和负dc总线110上的电压平衡。

图5中所示的按照控制方案的逆变器112的操作可展示几个益处。例如，由于逆变器112的2电平操作均匀地分布在每个半周期中，调节速度/带宽将相对高。此外，如果2电平操作以相应输出波形502的半周期的顶点(例如在图5所示的5ms处)为中心，则电感器纹波电流可以几乎未受影响。例如，如图6所示(包括示出在2电平和3电平操作中逆变器112的操作的曲线图600)，在阴影区域606中，关于3电平操作604的电感器纹波电流几乎与关于2电平操作602的电感器纹波电流相同。因此，如果2电平操作以半周期的顶点为中心，则铁损和输出纹波实质上将不受影响。

利用图5所示的控制方案的另一益处是，在2电平和3电平操作之间的移动围绕半周期的顶点实现起来相对简单，因为逆变器112一般在连续传导模式(ccm)中操作，且逆变器占空比的所需步长相对小。例如，图7包括示出在2电平和3电平操作中逆变器112的操作的曲线图700。如在曲线图700中所示的，当2电平操作以半周期的顶点为中心时，在2电平和3电平操作之间移动对逆变器112的占空比的影响不大。更具体地，如图7所示，在2电平操作和3电平操作期间的逆变器占空比在工频周期顶点周围是几乎相同的。因此，在这样的配置中，当逆变器在2电平和3电平操作之间切换时，可能不需要逆变器调节回路来大大地改变占空比。

图8是示出根据至少一个实施方式的逆变器112的另一控制方案的曲线图800。曲线图800包括示出逆变器112的输出ac电压波形(vac)的第一迹线802和示出逆变器112的高频pwm电压的第二迹线804。在图8所示的控制方案期间，控制器116操作逆变器112以在一个半个周期中的每个高频pwm切换循环804期间部分地在3电平和2电平操作中操作。例如，如在图8的控制方案800中所示的，逆变器112在从0ms到10ms的正半周期中作为组合的2电平/3电平逆变器操作。通过在每个切换循环804中调节作为3电平逆变器操作的时间与作为2电平逆变器操作的时间，更多或更少的能量可从正dc总线106转移到负dc总线110。

与上面关于图5讨论的控制方案比较，图8所示的控制方案可具有几个缺点。例如，图8所示的控制方案可导致增加的切换损耗，因为，即使仅需要少量能量转移，逆变器pwm电压必须移动电平多达两倍的次数。此外，在逆变器112中的纹波电流(且因此铁损)可明显增加，因为更多的能量在总线之间转移。

根据逆变器112的另一控制方案，逆变器112在ac工频周期的整个半周期(例如50hz半周期)期间纯粹作为2电平逆变器操作。例如，如果少量能量必须在dc总线106、110之间转移以使总线平衡，则可以使用2电平操作来操作每100个半周期中的一个而每100个半周期中的其余的99个周期将在3电平操作中操作。如果需要转移更多的功率，则可以更经常地在2电平操作中操作逆变器112。当与图8的控制方案比较时，该方法明显减小切换损耗，因为2电平操作一般只在半周期的小部分中实现。然而，在有限数量的2电平半周期中，电感器纹波电流可能变得非常高，特别是在0v的输出电压左右。这可影响在输出端114a-c上的纹波并可甚至影响逆变器稳定性。

此外，通过在有限数量的半周期期间操作逆变器112纯粹作为2电平逆变器，在2电平和3电平操作之间进行成功的电平移动可能很难，因为移动必须接近于工频周期零交叉来进行，电压一般在3电平操作中被很差地跟踪，以及逆变器112可在不连续传导模式(dcm)中操作。最后，当有限数量的半周期(例如100个中的1个)在2电平操作中操作时，调节速度/带宽将非常低(例如<1hz)。

为了在2电平和3电平操作之间正确地切换，逆变器112的占空比必须谨慎地被控制以维持平滑的过渡。例如，如果操作逆变器112(在2电平操作中)来将能量从正dc总线106转移到负dc总线110，使得电流在正半周期的至少一部分期间穿过负dc总线110和第二开关(q2)204的二极管自由流动(例如，如在图4的第三操作模式中所示的)，当逆变器112在3电平操作(例如，如在图2的第一操作模式中所示的)中操作时，第一开关q1(202)的占空比必须增加以应对由于2电平操作而引起的在输出电流方面的减小。通过正确的计算，逆变器112的占空比可逐渐增加以补偿在2电平和3电平操作之间的移动。下面讨论3电平相对于2电平操作的占空比计算(假设在正dc总线106和负dc总线110上的相同电压)。

标准降压转换器占空比(例如3电平操作)由下式表示：

d3电平＝v输出/vdc总线

具有负dc总线“偏移”的标准降压占空比(例如2电平操作)由下式表示：

d2电平＝(v输出+vdc总线)/(2*vdc总线)

在这两个方程中对v输出求解导致：

d3电平＝v输出/vdc总线→v输出＝vdc总线*d3电平

d2电平＝(v输出+vdc总线)/(2*vdc总线)→v输出＝d2电平*2*vdc总线-vdc总线

v输出必须对2电平和3电平操作是相同的，以便做出平滑的电平移动。相应地：

v输出,3电平＝v输出,2电平→vdc总线*d3电平＝d2电平*2*vdc总线-vdc总线

对d2电平求解：

d2电平＝(d3电平*vdc总线+vdc总线)/(2*vdc总线)＝(d3电平+1)/2

如上所示，关于2电平占空比(d2电平)的产生的表达式是作为3电平占空比(d3电平)的函数的相对简单的表达式。产生的表达式对在电平移动期间的平滑过渡很重要，因为它可用于在当电平移动被请求时的时刻瞬时地使逆变器占空比“步进”。例如，如果逆变器112在3电平操作中操作且控制器116请求移动到2电平操作，则控制器116可简单地基于上面的表达式来调节逆变器112的占空比，反之亦然。通过基于上面的表达式来操作，逆变器调节回路可以不注意由于电平移动而引起的任何变化。

在2电平操作期间的任何点转移的功率的数量可被表达为：

p＝i输出*(1-d2电平)*vdc总线

这个表达式表明可用能量转移电位取决于逆变器112的输出电流以及因而逆变器112的负载。该公式可用于在所转移的功率相对于负载的完全工频周期期间的计算。可在图9中找到示例结果。图9包括表示在在一个完全50hz工频周期期间转移的平均功率与逆变器112作为2电平逆变器操作的时间的关系的曲线图900。曲线图900包括表示对10kw逆变器负载转移的平均功率的第一迹线902、表示转移到5kw逆变器负载的平均功率与2电平操作时间的关系的第二迹线904、表示转移到2kw逆变器负载的平均功率与2电平操作时间的关系的第三迹线906、表示转移到1kw逆变器负载的平均功率与2电平操作时间的关系的第四迹线908和表示转移到100w逆变器负载的平均功率与2电平操作时间的关系的第五迹线910。

如图9所示，如果在6ms(可用时间的60％)期间操作逆变器112作为2电平逆变器，可能转移总输出负载的大约10％。这一般是常规专用总线平衡器将被设计来移动的功率的数量。因此，通过如上讨论的逆变器112的操作，逆变器112能够移动至少与常规专用电路相同数量的能量，尽管不需要专用总线平衡器电路。此外，因为可转移的能量取决于输出功率，只有某个百分比(～10％)的总输出负载必须是半波整流负载。这通常将不是问题，因为负载类型通常不被利用。

图10示出可配置成实现本文公开的一个或多个方面的形成系统1000的计算部件的示例方框图。例如，系统1000可通信地耦合到控制器116或被包括在控制器116内。系统1000还可配置成操作ups，如上面讨论的。

系统1000可包括例如计算平台，例如基于intelpentium型处理器、motorolapowerpc、sunultrasparc、texasinstruments-ds、hewlett-packardpa-risc处理器或任何其它类型的处理器的那些计算平台。系统1000可包括特别编程的专用硬件，例如专用集成电路(asic)。本公开的各种方面可被实现为在例如在图10中所示的系统1000上执行的专用软件。

系统1000可包括连接到一个或更多个存储器设备1010(例如磁盘驱动器、存储器、快闪存储器或用于存储数据的其它设备)的处理器/asic1006。存储器1010可用于在系统1000的操作期间存储程序和数据。计算机系统1000的部件可由互连机构1008耦合，互连机构1008可包括一个或多个总线(例如在集成在同一机器内的部件之间)和/或网络(例如在存在于单独机器上的部件之间)。互连机构1008使通信(例如数据、指令)能够在系统1000的部件之间进行交换。系统1000还包括一个或更多个输入设备1004，其可包括例如键盘或触摸屏。系统1000包括一个或更多个输出设备1002，其可包括例如显示器。此外，除了互连机构1008以外或作为互连机构1008的可选方案，计算机系统1000还可包含可将计算机系统1000连接到通信网络的一个或更多个接口(未示出)。

系统1000可包括存储系统1012，其可包括计算机可读和/或可写的非易失性介质，其中信号可被存储以提供由处理器执行的程序或提供存储在介质上或其中的信息以由程序处理。介质可以例如是磁盘或快闪存储器，且在一些例子中可包括ram或其它非易失性存储器，例如eeprom。在一些实施方式中，处理器可以使数据从非易失性介质被读取到另一存储器1010内，另一存储器1010比该介质允许由处理器/asic更快地访问信息。这个存储器1010可以是易失性随机存取存储器，例如动态随机存取存储器(dram)或静态存储器(sram)。它可位于存储系统1012中或存储器系统1010中。处理器1006可操作在集成电路存储器1010内的数据并接着在处理完成之后将数据拷贝到存储装置1012。已知用于管理在存储装置1012和集成电路存储器元件1010之间的数据移动的各种机构，且本公开不限于此。本公开不限于特定的存储器系统1010或存储系统1012。

系统1000可包括计算机平台，其可使用高级计算机编程语言进行编程。也可使用特别编程的专用硬件(例如asic)来实现系统1000。系统1000可包括处理器1006，其可以是市场上可买到的处理器，例如从英特尔公司可得到的已知的pentium类处理器。很多其它处理器也是可得到的。处理器1006可执行操作系统，其可以是例如从微软公司可得到的windows操作系统、从苹果计算机可得到的macossystemx、从sun微系统可得到的solaris操作系统或从各种源可得到的unix和/或linux。可使用很多其它操作系统。

处理器和操作系统可一起形成计算机平台，对计算机平台的应用程序可以用高级编程语言进行编写。应理解，本公开不限于特定的计算机系统平台、处理器、操作系统或网络。此外，对本领域中的技术人员应该明显的是，本公开不限于特定的编程语言或计算机系统。此外，应认识到，也可使用其它适当的编程语言和其它适当的计算机系统。

如上所述，使用npc-2拓扑来利用电平移动逆变器操作方法；然而，在其它实施方式中，可以使用其它3电平拓扑(例如npc-1拓扑)来利用该方法。也可在一些双向pfc前端转换器中利用该方法。在这样的方法中，双向pfc前端转换器可类似地配置成在ac工频周期的一个半个周期中的高频逆变器切换循环的至少一部分期间在2电平操作模式中操作以在dc总线之间转移能量。

也如上所述，使用耦合到三相电源的ups来利用电平移动逆变器操作；然而在其它实施方式中，可在耦合到另一类型的电源(例如单相或分离相电源)的ups中利用电平移动逆变器操作。

如上所述，使用从ac电源接收ac功率的ups来利用电平移动逆变器操作；然而，在其它实施方式中，使用从dc电源接收dc功率的ups来利用电平移动逆变器操作。

如上面所讨论的，提供ups系统，其利用它的逆变器作为dc总线平衡器，因而节省由专用总线平衡器电路一般所需的额外的成本和覆盖区。ups系统通过控制3电平逆变器在ac工频周期的一个半个周期中的高频逆变器切换循环的至少一部分期间作为2电平逆变器操作来操作。

这样，描述了本发明的至少一个实施方式的几个方面后，将认识到，本领域中的技术人员将容易想到各种变更、修改和改进。这样的变更、修改和改进被认为是本公开的部分，且被认为是在本发明的精神和范围内。相应地，前述描述和附图仅作为例子。