本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种隔离型变换器及其控制电路和控制方法。
背景技术：
同步整流技术是采用通态电阻较低的可控开关器件，例如，金属氧化物半导体晶体管(mosfet)，来取代二极管进行整流，以降低整流损耗的技术。mosfet属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用mosfet整流时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步。
同时，隔离型变换器在工作于连续电流模式(continuouscurrentmode,ccm)下时，原边侧的主功率开关会在副边侧的同步整流电流下降到零之前导通，因此，同步整流开关必须要在主功率开关导通前关断以避免原副边的开关同时直通。在定频控制的隔离型变换器中，原边侧的主功率开关会按照固定的开关周期导通和关断。控制电路可以通过检测主功率开关的开关频率，使同步整流管根据所述开关频率在原边侧的主功率开关导通前安全关断。但是因为轻载效率要求和尺寸要求，控制电路需要在轻载时控制主功率开关以较低频率工作来提高效率，在重载时进行提高开关频率以减小尺寸。由此，当负载从轻载变化到重载时，开关频率存在升频动作，此时控制电路很难采样或者预测到原边侧的主功率开关的导通时刻，不能做到安全关断。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例提供一种隔离型变换器及其控制电路和控制方法，以使得控制电路不依赖于原副边之间的信号通信仍然能够采样原边侧的主功率开关的导通时刻，安全关断同步整流开关。
根据本发明实施例的第一方面，提供一种控制方法，用于控制隔离型变换器的功率级电路，所述功率级电路包括原边侧的主功率开关和副边侧的同步整流开关，所述方法包括：
在需要减小主功率开关的开关周期时，控制所述主功率开关以第一开关周期工作n个周期后再以减小后的开关周期工作，所述第一开关周期大于所述主功率开关的当前开关周期；以及
根据所述功率级电路的副边参量检测所述主功率开关的开关周期，在检测到所述主功率开关的开关周期增大到第一开关周期时，在m个周期内保持同步整流开关关断，在m个周期后根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制所述同步整流开关；
其中，n为大于等于1的自然数，m为大于n的自然数。
根据本发明实施例的第二方面，提供一种控制电路，用于控制隔离型变换器的功率级电路，所述功率级电路包括原边侧的主功率开关和副边侧的同步整流开关，所述控制电路包括：
原边控制器，用于在需要减小主功率开关的开关周期时，控制所述主功率开关以第一开关周期工作n个周期后再以减小后的开关周期工作，所述第一开关周期大于所述主功率开关的当前开关周期；以及
副边控制器，用于根据所述功率级电路的副边参量检测所述主功率开关的开关周期，在检测到所述主功率开关的开关周期增大到第一开关周期时，在m个周期内保持同步整流开关关断，在m个周期后根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制所述同步整流开关；
其中，n为大于等于1的自然数，m为大于n的自然数。
根据本发明实施例的第三方面，提供一种隔离型变换器，包括：
功率级电路，包括原边侧的主功率开关和副边侧的同步整流开关；以及
如第二方面所述的控制电路，用于控制所述功率级电路。
本发明实施例通过在需要提升开关频率时，先控制主功率开关以较低的开关频率工作一个或多个周期，然后再进行升频操作。同时，在副边侧根据功率级电路的副边参量检测主功率开关的开关频率，在检测到所述开关频率下降满足预定条件时，控制同步整流开关在多个周期内保持关断，以等待原边侧的升频操作完成。在主功率开关的开关频率稳定后再控制同步整流开关根据检测到的开关频率导通和关断。由此，在不依赖原副边之间的信号通信的前提下，仍然可以采样原边侧的主功率开关的导通时刻，安全关断同步整流开关。本发明实施例的电路结构简单，可以稳定工作。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是一个对比例的隔离型变换器的电路图；
图2是上述对比例的隔离型变换器的工作波形图；
图3是本发明实施例的隔离型变换器的电路图；
图4是本发明实施例的隔离型变换器的工作波形图；
图5是本发明实施例的副边控制器的示意图；
图6是本发明实施例的开关周期检测电路的示意图；
图7是本发明实施例的开关周期检测电路的工作波形图；
图8是本发明实施例的保护电路的电路图；
图9是本发明实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在如下的说明中，以反激式(flyback)变换器为例进行说明。应理解，本发明实施例的方案也可以适用于其它类型的隔离型变换器。
图1是一个对比例的隔离型变换器的电路图。如图1所示，所述隔离型变换器包括采用反激式拓扑的功率级电路1以及控制电路2。其中，功率级电路1包括原边绕组l1、副边绕组l2以及设置于原边侧的主功率开关s1和设置于副边侧的同步整流开关s2。控制电路2包括原边控制器21、副边控制器22、导通延迟电路23和信号传输电路24。其中，原边控制器21用于控制主功率开关s1导通和关断以实现功率变换。副边控制器22用于控制同步整流开关s2进行同步整流。原边侧的主功率开关的导通信号会经过信号传输电路24传输到副边控制器22。副边控制器22根据检测到的原边开关导通信号控制同比整流开关s2关断。同时，导通信号经过导通延迟电路23延迟后再驱动主功率开关s1，这样就可以保证主功率开关s1在副边侧的同步整流开关关断一个死区时间后开通，实现安全关断。图2是上述对比例的工作波形图。如图2所示，在工作于连续电流模式下时，原边控制器21生成的开关控制信号vg_pri的上升沿被导通延迟电路23延迟一个预定的死区时间td，同时其下降沿未被延迟。经由导通延迟电路23处理后的驱动信号vgs实际驱动主功率开关。同时，开关控制信号vg_pri经由信号传输电路24传输到副边控制器22。副边控制器22在检测到开关控制信号vg_pri后立即将同步整流控制信号vg_sec复位，以控制同步整流开关s2关断。由此，可以保证安全关断。
但是，上述对比例需要额外设置信号传输电路和导通延迟电路，电路规模大，成本高。同时，如果采用图1所示的绕组方式来进行隔离型的信号传输，电路体积也会较大。
图3是本发明实施例的隔离型变换器的电路图。如图3所示，所述隔离型变换器包括采用反激式拓扑的功率级电路1以及控制电路3。其中，功率级电路1包括原边绕组l1、副边绕组l2以及设置于原边侧的主功率开关s1和设置于副边侧的同步整流开关s2。控制电路3包括原边控制器31和副边控制器32。原边控制器31用于在需要减小主功率开关s1的开关周期时(也即，需要进行升频时)，控制所述主功率开关s1以第一开关周期ts1工作一个周期，以通知副边控制器32要进行升频操作，然后再以减小后的开关周期工作。其中，所述第一开关周期ts1被设置为显著地大于主功率开关s1的当前开关周期，以使得副边控制器可以通过检测原边侧已经结束的开关周期获取要进行升频操作的提示。副边控制器32在根据检测到的主功率开关的开关周期获知原边侧要进行升频操作时，控制同步整流开关s2关断多个周期以等待升频操作完成，开关频率稳定，然后再根据检测到的主功率开关s1的开关周期来控制同步整流开关s2。具体地，副边控制器32用于根据所述功率级电路的副边参量检测所述主功率开关s1的开关周期，在检测到主功率开关s1的开关周期增大到第一开关周期ts1时，在多个周期内(例如3个周期)保持同步整流开关关断，在多个周期后根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制所述同步整流开关。
图4是本发明实施例的隔离型变换器的工作波形图。在图4中，通过同步整流开关s2的电压降vdsen来检测主功率开关s1的开关周期。如图4所示，在第一个周期结束后，根据外部电路参数变化，原边控制器31需要进行升频操作。原边控制器31先在一个周期内延长开关控制信号vg_pri的开关周期，以控制主功率开关以较长的第一开关周期ts1工作。由于第一开关周期比当前开关周期长，因此，根据原有的开关周期控制的同步整流开关会按照原来的开关周期关断，从而在该周期内保证安全关断。同时，在第一开关周期对应的周期结束后，副边控制器32可以检测到主功率开关的开关周期增大到第一开关周期，从而获知原边侧要进行升频操作。响应于这一检测结果，副边控制器32生成的同步整流控制信号vg_sec在多个开关周期内保持为低电平，从而控制同步整流开关关断多个周期。原边控制器31在工作了一个长开关周期后，开始进行升频操作，将主功率开关s1的开关周期缩短。副边控制器32在等待了多个周期后，原边侧升频操作完成，主功率开关s1的开关周期稳定,副边控制器32控制同步整流开关s2重新开始工作。由此，无需依赖于原副边之间的信号通信，就可以采样原边侧的主功率开关的导通时刻，安全关断同步整流开关，保证隔离型变换器的稳定工作。
应理解，为了实现对于副边控制器的通知，原边控制器31也可以控制主功率开关s1在第一开关周期下工作多个周期，只需要保证副边控制器32关断同步整流开关s2等待的周期数量多于主功率开关s1降频工作的周期数即可。
对应地，在原边侧需要进行降频操作(也即，增大主功率开关s1的开关周期)时，由于副边控制器32会按照之前已经结束的开关周期来控制同步整流开关s2关断。因此，在开关周期增大后，无需额外的控制，同步整流开关s2就能保证在主功率开关s1导通前关断。具体地，原边控制器31还被配置为在需要增大主功率开关的开关周期时，控制所述主功率开关以增大后的开关频率工作。副边控制器32还被配置为根据所述隔离型变换器的副边参量检测所述主功率开关的开关周期，根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制所述同步整流开关。
由此，在本发明实施例上述设置下，隔离式变换器可以稳定地进行升频操作和降频操作。
可选地，上述第一开关周期ts1可以实时地根据所述当前开关周期获得，也可以为预定周期。
在通过当前开关周期实时获得时，可以通过将当前开关周期乘以k获得第一开关周期ts1。在本实施例中，k大于等于1.5，优选为2。例如，在需要将主功率开关s1的开关频率由25khz提升到65khz时，先将开关频率降低一半(也即，降到12.5khz)，对应地，开关周期增大一倍(也即，k＝2)。由此，以通知副边控制器32要进行升频操作。
可选地，也可以通过将所述当前开关周期增加预定的跳变周期获得第一开关周期。
图5是本发明实施例的副边控制器的示意图。如图5所示，所述副边控制器32包括开关周期检测电路32a和保护电路32b。开关周期检测电路32a用于根据所述隔离型变换器的副边参量检测所述主功率开关的开关周期。保护电路32b用于在检测到所述主功率开关的开关周期增大到第一开关周期时，在m个周期内保持同步整流开关关断，在m个周期后根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制同步整流开关s2。
具体地，开关周期检测电路32a被配置为检测同步整流开关s1的电压降vdsen，并获取表征两个相邻的导通时刻之间的时间长度的参量，以表征主功率开关s1的开关周期。其中，在导通时刻，电压降vdsen上升到大于第二电压阈值vth2，并且在导通时刻后，电压降vdsen保持大于第二电压阈值vth2直至出现一次陡降。所述陡降为电压降vdsen以大于斜率阈值slop的下降斜率下降到小于第一电压阈值vth1。也就是说，导通时刻时电压降陡降之前，且与电压降陡降相邻出现的，电压降vdsen上升到第二电压阈值vth2的时刻。通过记录每一次电压降vdsen上升到第二电压阈值vth2的时刻，并继续判断后续是否紧邻出现一次电压陡降就可以检测到导通时刻。为了获取表征开关周期的参量，开关周期检测电路32a可在电压降vdsen两次相邻的陡降期间，持续对标记为主电容的电容充电，并在检测到电压降vdsen上升到大于第二电压阈值vth2时，开始对标记为从电容的电容充电；在检测到电压降vdsen下降到小于第一电压阈值vth1且下降斜率小于斜率阈值slop(也即，并非陡降)时，对标记为从电容的电容放电，以及，在检测到电压降vdsen陡降时，获取标记为主电容的电容的电压和标记为从电容的电容的电压的差值作为表征所述电压降两次相邻的陡降之间的时间长度的参量，并调换主电容和从电容的标记。
图6是本发明实施例的开关周期检测电路的示意图。图7是本发明实施例的开关周期检测电路的工作波形图。以下结合图6和图7详细说明开关周期检测电路的工作原理。开关周期检测电路32a包括斜率检测电路u1、比较器u2、u3、与门u4、rs触发器u5、d触发器u6、与门u7和u8、电流源i1和i2、开关q1和q2、电容c1和c2以及采样电路u9。其中，斜率检测电路u1用于检测电压降vdsen的下降斜率。比较器u2用于比较电压降vdsen和第一电压阈值vth1。与门u4的输入端分别与斜率检测电路u1和比较器u2的输出端连接。
应理解，根据对于有效信号设置以及比较器u2和斜率检测电路u1连接方式的不同，与门u4也可以设置为其他的逻辑门以实现相同的功能。
比较器u3用于比较电压降vdsen和第二电压阈值vth2。在本实施例中，通过设置一个电路采样获取上一周期的电压降vdsen的峰值的85％对应的值来作为第二电压阈值，也即，vth2＝85％*vdsen_peak。rs触发器u5的置位端与比较器u2的输出端连接，复位端与比较器u3的输出端连接，正输出端连接到与门u7和u8。d触发器u6的时钟输入端与与门u4的输出端连接，正输出端q连接到与门u7，反输出端qb连接到与门u8。与门u7的输出端连接到开关q2的控制端。与门u8的输出端连接到开关q1的控制端。开关q1、电容c1和电流源i1组成一个充放电电路。开关q2、电容c2和电流源i2组成另一个充放电电路。其中，电容c1和开关q1并联，电流源i1与上述并联电路串联。电容c2和开关q2并联，电流源i2与上述并联电路串联。由此，在开关q1或q2导通时，对应的电容c1或c2被放电。在开关q1或q2关断时，对应的电容c1或c2由电流源i1或i2充电。在电流源i1和i2的输出电流强度相同时，电容c1的电压va和电容c2的电压vb在被充电时以相同的斜率上升。采样电路u9用于在检测到陡降时采样电容c1的电压va和电容c2的电压vb的差值的绝对值作为表征所述电压降两次相邻的陡降之间的时间长度的参量。
应理解，根据对于有效信号设置以及比较器u2和斜率检测电路u1连接方式的不同，与门u7和u8也可以设置为其他的逻辑门以实现相同的功能。
如图7所示，在t0时刻，主功率开关导通。电压降vdsen大于第二电压阈值vth2，比较器u3输出高电平将rs触发器u5复位。rs触发器u5输出的低电平使得与门u7输出低电平，开关q2被关断，此时电流源i2对电容c2充电。同时，与门u8输出持续为低电平，使得电容c1也被持续充电。
在t1时刻，电压降vdsen下降斜率大于斜率阈值slope，同时快速下降到第一电压阈值vth1以下，也即，可以检测到陡降。此时，可以判断t0时刻为与陡降相邻的电压降vdsen上升到大于第二电压阈值vth2的时刻，为导通时刻。斜率检测电路u1输出高电平，比较器u2输出高电平。与门u4输出高电平。d触发器u6的输出翻转，正输出端q输出低电平，反输出端qb输出高电平。与门u7输出低电平控制继续对电容c2充电。与门u8输出高电平控制开关q1导通控制对电容c1放电。电容c1的电压va下降到零。此后，电容c2作为主电容持续被充电，电容c1作为从电容。
在t2时刻，电压降vdsen由于振荡上升到大于第二电压阈值vth2。比较器u3输出高电平将rs触发器u5复位。与门u7和u8均输出低电平。由于与门u7之前也是低电平，因此，电容c2继续被持续充电，电压vb持续上升。同时，电容c1也开始被充电，电压va从零开始上升。
在t3时刻，电压降vdsen由于振荡下降到小于第一电压阈值vth1。比较器u2输出高电平置位rs触发器u5。由于下降的斜率小于斜率阈值slope，因此，斜率检测电路u1输出低电平。与门u4保持输出低电平。d触发器保持状态不变。因此，与门u7继续保持输出低电平，电容c2继续被持续充电，电压vb持续上升。而与门u8由于两个输入均为高电平，输出高电平，开关q1导通控制对电容c1放电。电容c1的电压va下降到零。
在t4和t5时刻，电压降vdsen再次出现振荡，和t2、t3时刻类似，此期间，电容c2持续被充电，电压vb继续上升。而电容c1被充电一段时间后被放电。电压va在t5时刻复位为零。
在t6时刻，此时，主功率开关导通，电压降vdsen大于第二电压阈值vth2，比较器u3输出高电平将rs触发器u5复位。rs触发器u5输出的低电平使得与门u7保持输出低电平，电容c2持续被充电，电压vb继续上升。同时，与门u8输出低电平，电容c1开始被充电，电压va从零开始上升。
在t7时刻，电压降vdsen下降斜率大于斜率阈值slope同时快速下降到第一电压阈值vth1以下。，也即，可以检测到陡降。此时，可以判断t6时刻为与陡降相邻的电压降vdsen上升到大于第二电压阈值vth2的时刻，为导通时刻。斜率检测电路u1输出高电平，比较器u2输出高电平。与门u4输出高电平。d触发器u6的输出翻转，正输出端q输出高电平，反输出端qb输出低电平。与门u7输出高电平，控制开关q2导通对c2放电。同时与门u8输出低电平，电容c1继续持续地被充电。新的周期开始，在下一个周期中，电容c1切换为主电容，电容c2切换为从电容。
在判断获得导通时刻后，由于作为主电容的电容c2的电压从t0时刻开始上升，因此，电容c2在t6时刻的电压就可以表征开关周期。但是，开关周期检测电路32a实际上是在t7才能确认t6时刻为导通时刻。这需要从电容c2的电压中减去表征t6时刻-t7时刻的时间长度的电压。
在t7时刻，对于之前作为从电容的电容c1，其电压va也经历了t6-t7时间段的上升。并且，作为从电容的电容c1在t6时刻是从零开始上升。。在充电电流相同时，t7时刻的电压va可以表征t6-t7时刻这段时间的时间长度。因此，电压vb和电压va的差值可以表征t0-t6时刻的时间长度，也即，开关周期。
图8是本发明实施例的保护电路的电路图。如图8所示，所述保护电路32b包括比较器u10、非门u11和与门u12。其中，比较器u10用于比较表征第一开关周期的信号和当前结束的开关周期的信号。非门u11与比较器u10的输出端连接。与门u12一个输入端和非门u11的输出端连接，另一个输入端连接导通使能信号，输出同步整流驱动信号。由此，在检测到的开关周期大于第一开关周期时，比较器u10输出高电平，经由非门u11转换为低电平后触发保护，使得同步整流驱动信号保持为低。在保护被触发后，副边控制器32可以通过其它部分的电路控制同步整流导通信号在若干个周期内保持低电平。
本实施例通过在需要提升开关频率时，先控制主功率开关以较低的开关频率工作一个或多个周期，然后再进行升频操作。同时，在副边侧通过根据功率级电路的副边参量检测主功率开关的开关频率，在检测到所述开关频率下降满足预定条件时，控制同步整流开关在多个周期内保持关断，以等待原边侧的升频操作完成。在主功率开关的开关频率稳定后再控制同步整流开关根据检测到的开关频率导通和关断。由此，可以不依赖于原副边之间的信号通信仍然能够采样原边侧的主功率开关的导通时刻，安全关断同步整流开关。本发明实施例的电路结构简单，可以稳定工作。
图9是本发明实施例的隔离式变换器的控制方法的流程图。所述方法包括：
步骤s100、在需要减小主功率开关的开关周期时，控制所述主功率开关以第一开关周期工作n个周期后再以减小后的开关周期工作，所述第一开关周期大于所述主功率开关的当前开关周期。
步骤s200、根据所述功率级电路的副边参量检测所述主功率开关的开关周期，在检测到所述主功率开关的开关周期增大到第一开关周期时，在m个周期内保持同步整流开关关断，在m个周期后根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制所述同步整流开关。
其中，n为大于等于1的自然数，m为大于n的自然数。
进一步地，所述方法还包括：
在需要增大主功率开关的开关周期时，控制所述主功率开关以增大后的开关周期工作；以及
根据所述隔离型变换器的副边参量检测所述主功率开关的开关周期，根据检测到的所述主功率开关的开关周期控制所述同步整流开关。
进一步地，所述第一开关周期根据所述当前开关周期获得；或者，所述第一开关周期为预定周期。
进一步地，所述第一开关周期通过将所述当前开关周期乘以k获得，k大于等于1.5；或者，所述第一开关周期通过将所述当前开关周期增加预定的跳变周期获得。
进一步地，步骤s200中，根据所述隔离型变换器的副边参量检测所述主功率开关的开关周期包括：
步骤s210、检测所述同步整流开关的电压降。
步骤s220、获取表征两个相邻的导通时刻之间的时间长度的参量，以表征所述开关周期。
其中，所述陡降为所述电压降以大于斜率阈值的下降斜率下降到小于第一电压阈值。
进一步地，步骤s220包括：
步骤s221、在所述电压降两次相邻的陡降期间，持续对标记为主电容的电容充电，并在检测到所述电压降上升到大于第二电压阈值时，开始对标记为从电容的电容充电，在检测到所述电压降下降到小于第一电压阈值且下降斜率小于斜率阈值时，对标记为从电容的电容放电。
步骤s222、在检测到所述电压降陡降时，获取主电容的电压和从电容的电压的差值作为表征所述电压降两次相邻的陡降之间的时间长度的参量，并调换主电容和从电容的标记。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。