一种无线充电移动导轨装置及其控制方法与流程

本发明涉及无线充电研究领域，特别涉及一种无线充电移动导轨装置及其控制方法。

背景技术：

随着化石能源的日益紧张和短缺，以及日益恶化的生态环境，寻找生态环保、便捷可再生资源成为了人类社会生活中亟待解决的重大问题。其中，电动导轨式汽车成为各国研究和发展的热点。电动导轨汽车技术中无线充电技术一直是各大研究机构研究的关键，其中无线充电技术包括非接触式无线电能传输技术、磁谐振无线电电能传输技术以及电容耦合无线电能耦合技术等，另外无线电能传输技术还可以利用微波、激光以及震动等技术。

非接触式无线电能传输技术是现今最成熟和应用比较广的无线电能传输技术之一，目前实现非接触电能传输的基本原理主要包括电磁感应型(electromagneticinductiontype)、无线电接收型(radioreceptiontype)、共振型(resonancetype)。电磁感应型非接触电能传输的原理主要是原级侧线圈和次级侧线圈在原级侧线圈中施加高频交流电流来产生相应的交变电流生成交变磁场，以交变电磁场作为传输媒介在次级侧线圈感应出电动势。在次级侧生成的感应交变电流经过整流滤波稳压，从而实现无线电能传输。

非接触式电能传输技术应用了谐振变换技术、软开关切换技术，借助现代控制理论和方法，实现了电能从静止电源设备向移动设备的非接触传递。相比传统的导线接触式电能传输，非接触电能传输有一些无可比拟的优势。它可以工作于其他不方便物理接触的电能传输领域。另外，相比于传统的接插式接触，非接触电能传输不会产生污染物，并且由于不会产生拔插插座时的强烈电涌也不会有漏电等安全问题。目前，该技术已受到了国内外科研机构的广泛关注，国内的许多科研机构已开始此项技术的研究，据此研制的设备也已在多个领域投入使用，与此同时国外相关研究机构对该技术进行研究和产品化的功率级别也已经从几个千瓦发展到几百个千瓦。

技术实现要素：

本发明的主要目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种无线充电移动导轨装置，该装置具有电能传输效率高的优点，尤其是在次级绕组线圈与原级绕组线圈在发生侧移时仍能保持较高的电能传输效率。

本发明的另一目的在于提供一种基于上述无线充电移动导轨装置的控制方法。

本发明的目的通过以下的技术方案实现：一种无线充电移动导轨装置，包括供电模块、受电模块和信号控制模块，其中供电模块包括依次相连的直流电压源、逆变电路、用于利用产生的相应交变电流和交变磁场进行电能无线传输的耦合机构，受电模块包括整流电路、dc-dc滤波电路以及负载和储能电源；耦合机构包括原级绕组线圈电路和并联的两个次级绕组线圈电路，原级绕组线圈电路由若干个rlc串联谐振电路构成，与供电模块中的逆变电路相连，并联的两个次级绕组线圈电路是由两个rlc谐振回路并联构成，次级绕组线圈电路与受电模块中的整流电路相连；信号控制模块包括采集电路和比较器电路，采集电路采集受电模块中的交变电流信息并传送到比较器电路，比较器电路用于生成控制逆变电路动作的控制信号。

本发明耦合机构中原级绕组线圈电路和次级绕组线圈电路均采用rlc谐振网络电路，在工作时，开关承受的反压很小，对逆变电路中开关切换有较好的保护作用。同时，本发明中通过设置信号控制模块，可建立一反馈机制，可自适应的切换实现原级绕组线圈连续不断与次级绕组线圈进行电磁耦合能量传输，从而实现原次级绕组发生侧移偏时仍能够高效率耦合电能传输。

优选的，所述直流电压源处并联一电容，该电容的容量与直流电压源相当。因此从直流侧输出的电压电流基本无脉动，由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波。

优选的，所述逆变电路采用高频全桥逆变电路，包括4个mos管，两两一组组成两组桥臂，通过控制脉冲信号电平来控制mos管开关导通截止与否，进而控制相应桥臂构成回路的通断。通过采用上述mos开关管切换控制实现了零电压开关切换，使得交变电流回路变化速度更快，且无相应电能损失。

更进一步的，所述4个mos管分别为v1、v2、v3、v4，v1、v4组成一组桥臂，v2、v3组成一组桥臂，在v1、v2基极加有一对相反的控制脉冲电压信号，同时在v3、v4基极的控制脉冲相位也相反，其中v3基极的控制脉冲电压相位落后v1的偏移角为θ角。从而可以控制全桥逆变电路中mos管导通截止状态，形成电压电流方向相反的电路回路。

优选的，所述整流电路采用二极管单相整流电路。

一种基于上述无线充电移动导轨装置的控制方法，包括步骤：

当电动导轨汽车准备启动且准备进行无线电能充电时，直流电压源流出的稳定直流分量经逆变电路后输出交流方波电压信号，最后经原级绕组线圈电路输出高频正弦交流电压，生成相应的交变磁场；次级绕组线圈电路通过磁场耦合产生交变电流，交变电流经整流电路后再经dc-dc滤波电路滤除相应交变电流中的谐波分量，最后分别对储能电源进行充电储能和为负载供能；

当电动小车开始位置移动时，采集电路采集受电模块中的交变电流信息并传送到比较器电路，比较器电路生成控制信号控制逆变电路中各组桥臂通断，进而实现电路逆变，实现交变电流，完成电磁耦合电能传递。

优选的，所述比较器电路还生成一路控制信号，用于向后一供电模块中传送，控制后面一个供电模块中逆变电路mos开关管组成的相应桥臂通断产生相应地交流方波，进而经谐振网络产生相应的交变电流、交变磁场，使得原级绕组线圈电路与并联的两个次级绕组线圈电路连续不断的进行电磁耦合能量传输。从而提高耦合电能传输的效率。

优选的，所述采集电路采集受电模块中的交变电流信息后，将信息发送到在先供电模块中的比较器，该比较器用于控制其对应供电模块中逆变电路mos开关管组成的相应桥臂通断产生相应的交流方波，在不需要供电时，控制供电模块停止电能传输。从而可以更节能。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1、在本发明耦合机构中，原级绕组线圈采用rlc串联谐振电路，次级绕组线圈电路采用的是两个并联的rlc串联谐振电路。这一电路使得次级线圈绕与原级绕组线圈在发生侧移时仍能保持较高的电能传输效率。

2、本发明将采集到的次级线圈电路中的交流电流分量信息传送至比较器电路，之后经比较器电路作用产生相应的控制方波电平控制原来原逆变电路桥臂和下一个逆变电路mos管开关。这一设计能够实现位置发生侧移时有较高的能量传输效率。

附图说明

图1是本发明装置的结构原理图。

图2是本发明中逆变电路的电路图。

图3是本发明逆变电路相关信号波形。

图4是本发明静态电能传输时rlc串联谐振电路等效示意图。

图5是本发明双次级并联绕组wpt系统等效电路图。

图6是本发明中比较器仅输出一路控制信号用于控制当前供电模块的示意图。

图7是本发明中比较器输出两路控制信号时的示意图。

图8是本发明中前后两个比较器共同参与控制时的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，本实施例提供了一种基于非接触式无线电能传输技术的无线充电移动导轨装置，该装置包括供电模块、受电模块和信号控制模块，其中供电模块包括直流电压源、高频逆变电路、耦合机构。其中耦合机构是由无数设置在导轨中原级绕组线圈电路以及设置在小车中的并联的两个次级绕组线圈电路组成，受电模块包括整流电路、dc-dc滤波电路以及负载和储能电源。

如图2所示，所述逆变电路采用高频全桥逆变电路，包括4个mos管，分别为v1、v2、v3、v4，v1、v4组成一组桥臂，v2、v3组成一组桥臂，在v1、v2基极加有一对相反的控制脉冲电压信号，同时在v3、v4基极的控制脉冲相位也相反，其中v3基极的控制脉冲电压相位落后v1的偏移角为θ角。原级绕组线圈电路采用rlc串联谐振电路。这一电路中直流电压源通过全桥逆变电路中两组桥臂通断与rlc串联谐振电路构成实时回路，从稳定的直流电压源流出的稳定直流分量经全桥逆变电路后输出交流方波电压信号，最后经rlc串联谐振耦合电路输出正弦交流电压同时产生相应的交变磁场。

所述高频全桥逆变电路驱动mos管开关通断，控制驱动脉冲电平两组相位相反。通过这一控制信号可以控制逆变电路中mos管导通截止状态形成电压电流方向相反的电路回路。如图2所示，其中v1、v4组成一组桥臂，v2、v3组成一组桥臂，比如当v1、v4栅极上控制脉冲信号uv1、uv4为高电平时，v2、v3栅极控制电平uv2、uv3为低电平时，可以控制v1、v4同时导通，v2、v3同时截止，构成一回路；反之，可以形成另一回路。由此加载至耦合电路上的电压为实时交变的方波电压，如图3所示。

如图4所示，静态电能传输时所述高频全桥式rlc逆变电路中的串联谐振电路,其中，电容c和电感l的容抗和感抗分别是和jωl.则有：

由阻抗公式可知阻抗

谐振网络的导纳为

又因为谐振网络回路要发生谐振，容抗和感抗相等即得ω0为rlc谐振回路发生谐振时的固定频率。

即当ω＝ω0时，电路呈纯阻性，因此导出：

当电路发生谐振时，电路呈纯阻性即正弦电压加载至负载，则有：ur＝u1＝u0sin(ω0t)，u0为方波电压最大的振幅。i1为回路电流。

则可以推出：

又因为u1＝u0sin(ω0t)，因此传输品质q：

即可知l和r决定相应传输品质因素。

如图5所示，所述非接触式无线电能传输耦合机构中双次级绕组并联系统等效电路图，其中相应物理量参数标识于图上。根据互感耦合理论，系统状态方程可表示为:

其中，z2和z3、z1分别为两次级侧和初级侧的总阻抗，分别表示：

设r0＝r2＝r3，l0＝l2＝l3，c0＝c2＝c3，即l1＝l2＝l3，z0＝z2＝z3次级绕组选用对称一样的结构。

根据系统的状态方程，解得各回路电流关系为:

则系统的初级侧等效阻抗：

不考虑并联次级绕组之间的相互耦合，即m23＝0，研究当初级绕组位于两个并联的次级绕组之间时，假定初级绕组在两次级绕组之间时，初级绕组与次级绕组之间的耦合系数相等即m13＝m12＝m,即可将初级侧绕组简化为

以上表示的是初级绕组阻抗与两次级绕组反映至初级侧阻抗之和。

当发射端和接收端都发生谐振，则有:

这时将此与(2-1)-(2-3)进行比较可得：

z1＝r1(7-1)

则由以上(3-1)、(3-2)可得：

又因为不考虑并联次级绕组之间的耦合因素即m23＝o，可得

则可以得出耦合机构的传输效率为：

由以上分析可知此并联双次级绕组耦合机构的传输效率相互之间的耦合互感以及初次级线圈阻抗密切相关。

为此，本发明设计如图6～8所示控制方法，方法的核心原理是在通过传感器采样一系列受电模块中的接受方波信号信息，通过比较器电路将采样电路输出的正弦波信号变为控制信号，相应地控制供电模块中逆变电路中mos开关管通断实现电路产生方波交流电，进而通过谐振网络产生交变电流、交变磁场。

如图6所示，当电动导轨汽车准备启动且准备进行无线电能充电时，在一供电模块中直流电压源的电流、电压经高频逆变电路中mos管组成的各组桥臂通断产生了高频逆变方波，进而由谐振网络产生高频交变正弦电流电压，生成交变磁场。受电模块通过次级绕组线圈电路耦合产生交变电流，交变电流经二极管单相整流电路后再经dc-dc滤波电路滤除相应交变电流中的谐波分量，最后分别相应地对电池组进行充电储能和为电机(负载)运转供能。

当电动小车开始位置移动时，如图7所示，无线采集传感器在二极管单相整流电路和dc-dc滤波电路处收集相应地电压电流信号，经传感器传输至供电模块中的lm311系列比较器电路，之后采集到的小幅值正弦波电压电流信号再经lm311系列的比较器电路提取生成两路互补的控制信号，提取的控制信号一部分传递至原全桥式高频逆变电路mos管开关，控制各组桥臂通断实现电路逆变，从而实现交变电流，完成进行与并联2、3次级绕组偏移时电磁耦合电能传递；同时另一部分提取的控制信号向后一供电模块中传送，控制后一供电模块中mos开关管组成的相应桥臂通断，产生相应的交流方波，进而经谐振网络产生相应的交变电流、交变磁场，与绕组2进行偏移式电磁耦合无线电能传递。这一自适应切换实现了发射绕组连续不断与并联次级2和3绕组进行电磁耦合能量传输，而且经理论推导实现了原次级绕组发生侧移偏时地高效率耦合电能传输。

如图8所示，当并联式次级2、3绕组与原级2、3绕组对应耦合无线传能时，次级3绕组已经远离原级1绕组，此时原级1绕组接受来自逐渐远离的次级3绕组中无线采集传感器传送的相关数据，比较器电路经比较，提取产生相应的同路控制方波脉冲，使得这一原级绕组线圈中各mos管构成的桥臂同时断开或导通，全桥逆变电路不再产生交流方波，不再对输入的稳定电压电流进行逆变作用，这一原级线圈停止电能传输。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。