本发明涉及一种单相或多相双有源桥变换器的控制方法，属于电力电子领域的双向直流隔离开关电源方向。
背景技术：
具有隔离、能量双向流动的变换器具有广泛的应用需求，如微网、固态变压器、电动汽车充电桩等。无论是交流还是直流的双向变换器，其核心部分都是中高频隔离双向dc-dc变换器。在实际应用中，为减少能源损耗、成本和体积，效率和功率密度是评价隔离双向dc-dc变换器的重要指标。
在众多隔离双向dc-dc变换器拓扑中，双有源桥因其结构对称、控制灵活、易实现零电压开通而被广泛研究和应用。常用的单相双有源桥的拓扑结构如图1所示，该拓扑结构为对称结构，变压器一次侧和二次侧均由开关管组成全桥电路，vab和vcd分别是一次侧和二次侧桥臂中点电压，il是电感电流。两个全桥电路通过一个中高频变压器连接。
常用的单相双有源桥共有四个桥臂，各桥臂之间可产生相位差，因而有三个控制变量，包括vab和vcd的占空比d1和d2，以及vab与vcd之间的相位差φ。传统的移相调制法仅调节φ，而保持d1和d2为50％，这种方法控制简单且开关管能自动实现零电压开通(zvs-on)特性，但是零电压开通的范围有限并且存在较大的电流应力，会增加导通损耗。各国学者进行了对此大量研究，研究重点是设法同时调节d1、d2和φ，以较小电流应力，减小导通损耗。2013年在ieeetransactiononindustrialelectronics【电力电子期刊】上发表的“current-stress-optimizedswitchingstrategyofisolatedbidirectionaldc–dcconverterwithdual-phase-shiftcontrol”一文，提出了同时调节d1、d2和φ来减小电流应力，但是由于d1和d2保持相等，因此该控制方法实质上只进行了两个维度的调节，求得的电流应力最小值仅仅是局部的最优；2012年在ieeetransactiononpowerelectronics【电力电子期刊】发表的“closedformsolutionforminimumconductionlossmodulationofdabconverters”一文，通过改变d1，d2和φ三个维度的解耦调节来减小导通损耗，但是该方法表达式复杂，且在中等功率等级下没有进行闭环设计，复杂的控制方法使其不适于工程实践。2016年在ieeetransactiononindustrialelectronics【电力电子期刊】上发表的“unifiedtriple-phase-shiftcontroltominimizecurrentstressandachievefullsoft-switchingofisolatedbidirectionaldc–dcconverter”，提出了利用karush–kuhn–tucker条件的方法，通过自由调节三个维度，求得在每个功率点下电流应力的最小值，但是该方法调节d1、d2和df时需要知道输出功率的大小，则需要增加电流传感器来进行输出电流实时采样，而高频的电流很难采准，增加了控制器的成本和控制难度。
总结来说，现有的双有源桥控制方法无法兼顾电流应力最优解和控制复杂度。
技术实现要素：
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种双有源桥变换器三移相控制方法。该方法通过三移相控制方法调节d1、d2和d3，使双有源桥电感电流应力达到最小值，并且找到三个维度的内在关系，简化了控制方法，简单易行，适用于工程实践。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种双有源桥变换器三移相控制方法，是在双向拓扑结构的双有源桥直流变换器中设置用于调节输出电压的输出电压控制器，该输出电压控制器的输入信号为二次侧直流电压的给定值与实际测量值的差值，其输出信号是控制信号α，用于调节一次侧桥臂中点电压和二次侧桥臂中点电压的占空比d1和d2及其相位差d3；
所述一次侧和二次侧桥臂中点电压的占空比d1和d2以及两者之间的相位差d3，通过下述公式计算获得：
上述公式中，α为输出电压控制器输出的控制信号，其取值范围为[0,1]；v1和v2分别是一次侧和二次侧的直流电压，n为一次侧对二次侧的变比n:1，n的取值范围不限，d为变换器的电压增益比nv2/v1。
本发明中，所述双有源桥直流变换器的一次侧与二次侧能够互换；双有源桥直流变换器是下述的任意一种：单相双有源桥直流变换器、多相双有源桥直流变换器、两电平双有源桥直流变换器、多电平双有源桥直流变换器，或是基于双有源桥的模块化多电平电路。
本发明中，所述双有源桥直流变换器是单相双有源桥变换器，其一次侧与二次侧共有八个开关管，分别是一次侧的第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3和第四开关管s4，以及二次侧的第五开关管s5、第六开关管s6、第七开关管s7和第八开关管s8；串联的开关管第一开关管s1和第二开关管s2与串联的第三开关管s3和第四开关管s4并接，串联的第五开关管s5和第六开关管s6与串联的第七开关管s7和第八开关管s8并接；
所有开关管的驱动信号都是50％的方波信号，是根据相位差d3、一次侧和二次侧桥臂中点电压的占空比d1、d2生成的；其中，第一开关管s1与第二开关管s2的信号互补、第三开关管s3与第四开关管s4的信号互补、第五开关管s5与第六开关管s6的信号互补、第七开关管s7与第八开关管s8的信号互补；开关管s1超前s3的时间由占空比d1控制，第五开关管s5超前第七开关管s7的时间由占空比d2控制，开关管第一开关管s1和第五开关管s5之间的相位差d3控制。
本发明中，所述输出电压控制器用比例积分pi控制。
本发明中，所述输出电压控制器包括依次连接的电压差值比较器、pi控制器和限幅器；其中，电压差值比较器的输入信号为二次侧直流电压的给定值与实际测量值的差值，pi控制器控制得到控制信号α，限幅器将控制信号α限制在[0,1]内，使输出功率与控制信号α呈单调关系，且通过计算使得占空比d1和d2限制在[0,1]范围内,d3限制在[0,0.5]范围内。
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
本发明的双有源桥三移相控制方法解决了双有源桥电流应力最优解和控制复杂度的问题：求得在每个功率点下电感电流应力最小值时对应的d1、d2和d3,并解得三者之间的关系，提出简易的控制方法，仅用一个pi控制器就能实现变换器按电流应力最小的轨迹运行。
附图说明
图1为常用的双有源桥双向dc-dc变换器的拓扑结构；
图2为原副边桥臂中点电压波形及相位关系示意图；
图3为本发明的控制框图；
图4为当v1≥nv2时不同负载情况原副边桥臂中点电压波形图；
图5为当v1＜nv2时不同负载情况原副边桥臂中点电压波形图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
单相双有源桥双向dc-dc变换器电路拓扑结构如图1所示。一次侧由四个开关管s1-s4组成，两个桥臂构成一个全桥电路，两个桥臂的中点分别为a、b两点。a、b两点连接变压器的一次侧绕组。二次侧由四个开关管s5-s8组成，两个桥臂构成一个全桥电路，两个桥臂的中点分别为c、d两点。c、d两点连接变压器的二次侧绕组。lk为变压器漏感或者外加电感。vab为a点与b点之间的电压差；vcd为c点和d点之间的电压差；il为电感电流；i1和i2分别为输入和输出电流；v1为一次侧的直流电压；v2为二次侧的直流电压。
单相双有源桥双向dc-dc变换器主要工作波形如图2所示，d1和d2分别表示一次侧和二次侧桥臂中点电压的占空比，d3表示二者之间的相位差。
本实施例所采用的控制框图如图3所示，包括依次连接的电压差值比较器、pi控制器、限幅器、占空比和相位差计算模块和驱动信号产生模块。其中，电压差值比较器的输入信号是二次侧直流电压的给定值v2ref与实际测量值v2的差值；该信号经过pi控制得到控制信号α；限幅器的目的是将α限制在0到1之间，易于实现后级控制，使输出功率与α呈单调递增关系，当v2小于v2ref时，差值为正，控制信号α逐渐变大，增大输出功率，使v2增大；当v2大于v2ref时，差值为负，控制信号α逐渐变小，减小输出功率，使v2减小；通过占空比和相位差计算模块，根据控制信号α得到原副边占空比d1，d2及其相位差d3，计算公式如下：
其中v1和v2分别是一次侧和二次侧直流电压，n为变压器一次侧对二次侧的变比n:1，d为变换器的电压增益比nv2/v1，因为输出功率与α呈单调递增关系，图4和图5分别表示了v1≥nv2和v1＜nv2的两种情况下随功率变化的原副边桥臂中点电压波形图，随着输出功率增大，α逐渐递增，d1，d2，d3根据上述关系式变化达到需要的输出功率。
最后根据d1、d2和d3的值，通过驱动信号产生模块产生八个驱动信号：所有的驱动信号都是50％的方波信号；s1与s2互补、s3与s4互补、s5与s6互补、s7与s8互补；s1超前s3的时间由d1控制，s5超前s7的时间由d2控制，s1和s5之间的相位差由d3控制。