本发明涉及电力电子领域的一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法。
背景技术：
模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter,mmc)由于其具备高度模块化,易扩展,输出电平高,谐波含量少等优点,在高压大功率直流输电领域受到了广泛的关注。中高频运行的模块化多电平换流器会一定程度地增加系统损耗,但是高频运行能够成比例地大幅降低换流变压器的体积、桥臂电感的电感值与子模块电容值,从而降低系统成本,同时使模块化多电平换流器能应用在大功率无线电能传输和直流微电网领域中。采用半桥子模块结构的模块化多电平换流器可以节省大量的高频变压器,节约系统成本。
模块化多电平换流器的子模块采用半桥拓扑结构,子模块的开关器件需要设置死区时间,死区的存在会产生死区效应,使得谐波环流增大,电压畸变率增加。死区电压会使得环流中引入锯齿波成分,增大谐波环流；死区电压产生越密集,死区效应越严重,模块化多电平换流器输出电压畸变率越大。模块化多电平换流器高频化后,死区电压产生更密集,死区效应更严重。中高频模块化多电平换流器死区控制方法可以解决工频情况下的死区效应问题,但无法克服高频情况下开关损耗过高的问题。
工频情况下模块化多电平换流器死区控制方法包括：最近电平逼近调制法和载波相移pwm法。
技术实现要素：
本发明的目的是为了克服现有技术的不足，提供一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法，其能消除上半桥子模块的模块电容,以及下半桥子模块的模块电容的电压均值跌落，减小环流谐波含量，消除非期望死区电平，保证中高频模块化多电平换流器的交流侧输出电压等于直流侧电压。
实现上述目的的一种技术方案是：一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法，包括下列步骤：
功率系数计算步骤：根据中高频模块化多电平换流器的目标功率,直流侧电压与总负载电阻,确定功率系数m，计算公式为：
导通角计算步骤：根据条件
pwm信号分配步骤：根据该中高频模块化多电平换流器中上半桥子模块或下半桥子模块的死区时间td选取所述方程组中满足要求的一组解，生成导通角依次为△θ1～△θn的pwm信号；对上半桥子模块和下半桥子模块的模块电容的电压进行排序，将上述pwm信号中导通角最大的pwm信号分配给模块电容的电压最低的上半桥子模块和模块电容的电压最低的下半桥子模块,将上述pwm信号中导通角第二大的pwm信号分配给模块电容的电压第二低的上半桥子模块和模块电容的电压第二低的下半桥子模块，……，将上述pwm信号中导通角最小的pwm信号分配给模块电容的电压最高的上半桥子模块和模块电容的电压最高的下半桥子模块。
进一步的，n＝5；导通角计算步骤中所列的方程组为：
△θ1的取值范围为：
进一步的，pwm信号分配步骤中选取总谐波失真最小或消除特定此谐波的一组解。
采用了本发明的一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法的技术方案，包括下列步骤：功率系数计算步骤：根据中高频模块化多电平换流器的目标功率,直流侧电压与总负载电阻,确定功率系数m，计算公式为：
导通角计算步骤：根据条件
附图说明
图1为中高频模块化多电平换流器的结构示意图。
图2为中高频模块化多电平换流器的上板桥子模块或下半桥子模块的示意图。
图3为本发明的一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法的流程图。
具体实施方式
请参阅图1，本发明的发明人为了能更好地对本发明的技术方案进行理解，下面通过以单相的模块化多电平换流器为实施例，并结合附图进行详细地说明：
请参阅图1，单相的中高频模块化多电平换流器包含位于正直流母线和负直流母线之间的上桥臂1和下桥臂2。
上桥臂1由n个上半桥子模块、电阻值为r0的上桥臂负载12，以及一个电感值为l0的上桥臂电感11依次串联而成。该n个上半桥子模块，依次记为上半桥子模块p1至上半桥子模块pn。
下桥臂2由一个电感值为l0的下桥臂电感21、电阻值为r0的下桥臂负载22，以及n个下半桥子模块依次串联而成。该n个下半桥子模块依次记为下半桥子模块n1至下半桥子模块nn。
上桥臂电感11和下桥臂电感21连接成为该单相的中高频模块化多电平换流器的交流侧输出端口。
请参阅图2，所有的上半桥子模块和下半桥子模块的结构均一致,由第一支路和第二支路并联而成，第一支路由两个带反并联二极管的igbt开关管串联而成，标记为igbt管t1和igbt管t2，第二支路包括一个模块电容c。通过控制igbt开关管的触发信号,实现上半桥子模块或下半桥子模块的三种开关状态:投入、切除和闭锁。
正直流母线与中性点之间设有第一直流电容c1，负直流母线与中性点之间设有第二直流电容c2。变压器4的输入侧连接在该单相的中高频模块化多电平换流器的交流侧的输出端口和中性点之间,变压器4的输出侧连接整流模块5，整流模块5连接到另一电压等级的直流母线上。
该单相的中高频模块化多电平换流器的直流侧电压为vd，第一直流侧电容c1和第二直流侧电容c2的电压均为
根据基尔霍夫定律可得:
该单相的中高频模块化多电平换流器中的环流iz为:
考虑到稳态时,所有上半桥子模块和下半桥子模块的模块电容的电压均值稳定,输入功率与输出功率周期平衡,且该单相的中高频模块化多电平换流器的交流侧具有滤波特性,该单相的中高频模块化多电平换流器的交流侧的输出电流为:
其中,i为交流侧输出电流的基波电流幅值,ω为交流侧输出电流的谐振频率,
对应上半桥子模块关于时间t的上管开关函数spi(t)为：
其中，θic为对应上半桥子模块的脉宽中心角，△θi为对应上半桥子模块的脉宽角的一半，即对应上半桥子模块的导通角，t为交流侧输出基波周期。
下半桥子模块ni关于时间t的下管开关函数sni(t)为：
由于
可得到交流侧输出电压:
其中
交流侧输出电压不含直流分量，则有:
取△θi+△θn-i＝π,(i＝1,2,…,n-1),消除输出电压偶次谐波。
以交流侧基波电压相位为基准,取π-θic＝0。从而交流侧输出电压的基波分量vs1(t)为:
定义该单相的中高频模块化多电平换流器的功率系数m:
其中，r＝2r0为下桥臂负载22和上桥臂负载12的电阻总值。
在直流侧电压、上半桥子模块、下半桥子模块个数以及上半桥子模块或下半桥子模块的死区时间td确定的情况下,可以通过选择移相角又称导通角△θi控制交流侧基波电压的幅度。
本发明的一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法，包括下列步骤：
功率系数计算步骤：根据中高频模块化多电平换流器的目标功率,直流侧电压与总负载电阻,确定功率系数m，计算公式为：
导通角计算步骤：根据条件
由于本实施例中,n＝5,因此所列的方程组为：
△θ1的取值范围为：
pwm信号分配步骤：根据该中高频模块化多电平换流器中上半桥子模块或下半桥子模块的死区时间td选取所述方程组中满足要求的一组解，生成导通角依次为△θ1～△θn的pwm信号；对上半桥子模块和下半桥子模块的模块电容的电压进行排序，将上述pwm信号中导通角最大的pwm信号分配给模块电容的电压最低的上半桥子模块和模块电容的电压最低的下半桥子模块,将上述pwm信号中导通角第二大的pwm信号分配给模块电容的电压第二低的上半桥子模块和模块电容的电压第二低的下半桥子模块，……，将上述pwm信号中导通角最小的pwm信号分配给模块电容的电压最高的上半桥子模块和模块电容的电压最高的下半桥子模块。
pwm信号分配步骤中选取总谐波失真最小或消除了特定次谐波的一组解。
本发明的一种中高频模块化多电平换流器死区控制方法，其能消除上半桥子模块的模块电容,以及下半桥子模块的模块电容的电压均值跌落，减小环流谐波含量，消除非期望死区电平，保证中高频模块化多电平换流器的交流侧输出电压等于直流侧电压，其脉冲成分为上半桥子模块的模块电容,以及下半桥子模块的模块电容的电压的脉冲成分，保证中高频模块化多电平换流器交流侧输出电压波形的规整性，环流高次谐波成分少,且脉冲峰峰值减小,减小了直流侧输入功率的脉冲，从而消除死区效应的影响。
本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，而并非用作为对本发明的限定，只要在本发明的实质精神范围内，对以上所述实施例的变化、变型都将落在本发明的权利要求书范围内。