一种三相两桥臂三电平混合整流器的制作方法

本发明涉及电能变换领域，具体是一种三相两桥臂三电平混合整流器。

背景技术：

随着电力电子技术的迅速发展，电力电子设备在日常生活和工作生产中日益增多，诸如各种高品质应用型电源、电力牵引机车等电气化铁路设备、变频调速系统、各类新能源发电等，这些设备都是通过电力电子变换器接入电网中，电力电子变换器的性能直接影响着所接入电网和工作环境的电能质量。多电平变换技术作为改善系统性能和提高系统工作效率的重要技术，在新能源逆变器并网、分布式直流发电、传动系统等大功率领域得到越来越多来自学术界和工业界的青睐。由于电力电子装置的耐高压、高频化、高电压、大容量等特性的需求日益强烈，传统两电平变换器在大功率场合运用中存在着诸多难以突破的瓶颈。电网中的谐波源主要来源于各类变流装置，对各类变流装置的电压电流和输出性能的控制变得尤为重要，提高变流装置的工作性能成为治理电网谐波污染的一个重要方面和研究热点。

多电平变换技术是解决两电平变换器不足的一种较为理想的方案，多电平变换技术在大功率需求场合具有较强的优势，其按照设计好的电路拓扑结构将可控开关器件连接使输出电压波形中含有更多的电平数，因此多电平变换器的功率开关管以及二极管所承受的电压应力低，同时电流中的谐波含量低和电压中的纹波含量少等优势。从应用场合和自身功能实现的难易程度两方面来讲，三电平变换器在多电平技术最为突出，且成为学术界研究热点之一。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是：如何利用混合式整流器解决传统三相电压型pwm整流器工作效率低、网侧注入电流谐波含量高、功率因数低等技术难题。而提供一种三相两桥臂三电平混合整流器，适用于高压直流输电换流站，风能、太阳能等新能源开发，电动车充电桩等高要求、高效率应用场合。

本发明采取的技术方案为：

一种三相两桥臂三电平混合整流器，包括整流器z1、整流器z2、电压采样电路、电流采样电路、过零检测电路、数字控制电路、pwm驱动电路；

所述整流器z1为三相三电平两桥臂非对称pwm整流器，其包括8个igbt开关管：开关管s1、s′1、s2、s′2、s3、s′3、s4、s′4，上电容c1、下电容c2,开关管s1源极连接开关管s′1漏极，开关管s′1源极分别连接开关管s′3源极、下电容c2另一端，开关管s1漏极分别连接开关管s2源极、开关管s′2漏极，开关管s′2源极分别连接开关管s′4源极、下电容c2一端，开关管s′3漏极连接开关管s3源极，开关管s3漏极分别连接开关管s4源极、开关管s′4漏极，开关管s2漏极、开关管s4漏极均连接上电容c1一端，上电容c1另一端连接下电容c2一端；

所述整流器z2为三相boostpfc电路，其包括6个二极管：d1、d2、d3、d4、d5、d6，滤波电感ld1、ld2，mos管sa，二极管d01、d02，6个二极管：d1、d2、d3、d4、d5、d6连接构成三相整流桥，所述三相整流桥连接滤波电感ld1一端，滤波电感ld1另一端连接二极管d01阳极，所述三相整流桥连接滤波电感ld2一端，滤波电感ld2另一端连接二极管d02阴极，mos管sa漏极连接二极管d01阳极，mos管sa源极连接二极管d02阴极；

所述电压采样电路用于对直流侧负载rl两端电压进行采样，采样值作为pi控制器的输入信号；直流侧负载rl两端分别连接上电容c1一端、下电容c2另一端；

所述电流采样电路，用于采集两相交流电流；

所述过零检测电路，用于检测电网电压过零点时刻，通过dsp计算出采样周期，提供每次控制运算的计算相角；

所述数字控制电路，用于对整流器z1的恒频pwm控制、整流器z2的无源控制、电压外环的pi控制；

所述pwm驱动电路，用于驱动整流器z1、整流器z2的开关管。

所述电压采样电路对直流侧负载两端电压进行采样，采样值作为电压外环控制的量，即pi控制器的输入信号。电压采样电路采用lv28-p电压传感器，其即能应用于交流侧电压采用又能应用于直流侧电压采样。

在三相对称输入系统中，三相平衡工作电流的矢量为零，采用任意两相电流可以求出第三相电流，为节省成本简化控制回路的设计，所述电流采样电路采用两相即可，电流传感器采用lem公司生产的lt58-s7，直流电源为±15v，原边额定输入电流为50a，原边与副边的变比为1000:1。

做一个完整的实验装置必须有相应的故障保护措施，输入电压的过压或欠压都会给装置本身带来很多不利影响，当采样收集的信号经过控制芯片运算检测上述故障信号，控制器就会发出封锁触发脉冲的信号，此时整流器就工作不控状态，在保护电路中采用两路线电压进行过欠压保护的控制信号，将两路线电压信号转化直流电压信号，通过合适的分压电阻来保护系统安全运行，当分压电阻上的电压超过设定的保护范围，控制器就发出封锁信号。

所述过零检测电路检测电网电压过零点时刻，进而使dsp计算出采样周期，提供每次控制运算的计算相角。

所述数字控制电路运用tms320f2812控制芯片，实现对整流器z1的恒频pwm控制、整流器z2的无源控制及电压外环的pi控制等控制策略。

所述pwm驱动电路与整流器系统工作性能的好坏有直接关系，选用北京落木源电子技术有限公司的驱动模块：dp101，该驱动单元具备低功耗、强驱动能力，本身消耗功率大约为2.5w，能发出+15v高电平和-8.5v低电平的电压脉冲驱动300a/1200v的mosfet或igbt全控开关；驱动脉冲的高低电平之间的延时很短，可以认为在瞬间完成。

本发明一种三相两桥臂三电平混合整流器，具有如下有益效果：

1.整流器z1与传统三相三电平pwm整流器相比，只需6个igbt开关管构成三电平整流桥，减少开关管的使用，节约成本。采用恒频pwm控制方法对开关管状态进行控制，实现容易。

2.电压外环采用pi控制器，计算出参考电流i^*，并根据两个整流器的工作状态对其进行加权分别得到整流器z1、z2的内环电流给定参考值。电流内环分别采用恒频pwm控制算法和无源控制算法对整流器z1、z2开关管进行控制，得到了良好的控制效果，不仅有效降低了交流电网侧电流谐波含量、单位功率因数，而且网侧电流正弦化良好、直流侧电压稳定，具有很强的鲁棒性、高效率性。

3.本发明利用双闭环控制方式，电压外环采用pi控制，电流内环分别采用无源控制和恒频pwm控制，具有抑制注入电网的谐波、实现交流侧电流正弦化及单位功率因数、提高电流跟踪能力、系统控制稳定等优点，达到快速跟踪直流侧电压给定值的目的。

4.本发明适用于高压直流输电换流站，风能、太阳能等新能源开发，电动车充电桩等高要求、高效率应用场合。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图1为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的基本拓扑结构图。

图2为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的电路拓扑结构框图。

图3(1)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态一图。

图3(2)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态二图。

图3(3)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态三图。

图3(4)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态四图。

图3(5)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态五图。

图3(6)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态六图。

图3(7)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态七图。

图3(8)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态八图。

图3(9)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的工作状态九图。

图4(a)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的另外拓扑结构图一。

图4(b)为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的另外拓扑结构图二。

图5为本发明三相两桥臂三电平混合整流器的控制框图。

图6为三相桥式不控整流电路输入侧电流波形图。

图7为三相两桥臂三电平整流电路输入侧电流波形图。

图8为一种三相两桥臂三电平混合整流器输入侧的电流和电压波形图。

图9为一种三相两桥臂三电平混合整流器输出侧电压波形图。

具体实施方式

如图2所示，本发明一种三相两桥臂三电平混合整流器，ea、eb、ec分别为理想三相电网电压；ia、ib、ic为网侧输入电流，ia1、ib1、ic1为两桥臂非对称pwm整流器的交流侧输入电流，ia2、ib2、ic2为三相二极管整流器交流侧输入电流，l、r分别为滤波器电感与电阻；s1、s′1、s2、s′2、s3、s′3、s4、s′4为构成整流器z1中非对称整流桥的8个igbt开关管；c1、c2为直流侧上下电容，in为中位点电流，rl为直流侧负载；d1、d2、d3、d4、d5、d6为构成整流器z2中三相整流桥的六个二极管，ld、sa为整流器z2中boost升压电路的升压电感及开关管；udc为直流侧输出电压。

如图3(1)～图3(9)所示，对于整流器z1，根据功率开关状态的不同，可以将电路分为9种工作状态：

首先建立开关函数的概念：

式中，fa、fb为开关信号。

(1)状态一：fa＝1,fb＝1开关管s1、s2、s3、s4导通，电流ia1经开关管s1、s2及电容c1到达中位点n；电流ib1经开关管s3、s4及电容c1到达中位点n；电流ic1直接流向n点且ic1＝in。此时a，b两点到中位点n的电压uan＝ubn＝udc/2。

(2)状态二：fa＝1,fb＝0开关管s1、s2、s3、s′4导通，电流ia1经开关管s1、s2及电容c1到达中位点n；电流ib1经开关管s3、s′4到达n点。此时uan＝uab＝udc/2、ubn＝0。

(3)状态三：fa＝1,fb＝-1开关管s1、s2、s′3导通，电流ia1经开关管s1、s2及电容c1到达中位点n；电流ib1经开关管s′3及电容c2到达n点，此时uan＝udc/2、ubn＝-udc/2。

(4)状态四：fa＝0,fb＝1开关管s1、s′2、s3、s4导通，电流ia1经开关管s1、s2到达中位点n；电流ib1经开关管s3、s4及电容c1到达中位点n；此时uan＝0、ubn＝udc/2。

(5)状态五：fa＝0,fb＝0开关管s1、s′2、s3、s′4导通，uan＝0、ubn＝0。

(6)状态六：fa＝0,fb＝-1开关管s1、s′2、s′3导通，电流ia1经开关管s1、s′2到达中位点n；电流ib1经开关管s′3及电容c2到达中位点n；此时uan＝0、ubn＝-udc/2。

(7)状态七：fa＝-1,fb＝1开关管s′1、s3、s4导通，电流ia1经开关管s′1及电容c2到达中位点n；电流ib1经开关管s3、s4及电容c1到达中位点n，此时uan＝-udc/2、ubn＝udc/2。

(8)状态八：fa＝-1,fb＝0开关管s′1、s3、s′4导通，电流ia1经开关管s′1及电容c2到达中位点n；电流ib1经开关管s3、s′4到达中位点n，此时uan＝-udc/2、ubn＝0。

(9)状态九：fa＝-1,fb＝-1开关管s′1、s′3导通，电流ia1经开关管s′1及电容c2到达中位点n；电流ib1经开关管s′3及电容c2到达中位点n，此时uan＝-udc/2、ubn＝-udc/2。

整流器z1的数学模型如下：

根据整流器z1的基本结构特征及基尔霍夫定律对其分析：

式中，ea、eb、ec分别为理想三相电网电压；ia1、ib1、ic1为两桥臂非对称pwm整流器的交流侧输入电流；l、r分别为滤波器电感与电阻；uan、ubn分别整流桥输入点a、b到直流侧中位点n的电压；uno为直流侧中位点n到o点的电压。

当忽略电阻r时，在理想电网中由式(3)可得：

本发明并不仅局限于此，其另外两种拓扑如图4(a)、图4(b)所示，其工作原理与图2所示拓扑类似，在此不再重复说明。

如图5所示，本发明的控制策略由无源控制、恒频pwm控制、pi控制组成。

线路参数如下：三相电网电压有效值为220v，频率f＝50hz；两桥臂非对称三相三电平pwm整流器电感l＝2mh,直流侧上下电容c1＝c2＝1500μf；传统三相boostpfc电路中升压电感ld＝5mh；负载rl＝50ω，系统开关频率fs＝10khz，直流侧电压给定值

具体控制过程：

(1)、对直流侧电压udc、整流器z1交流侧电流ia1、ib1、ic1及电网电压ea、eb、ec进行采样；

(2)、将测量得到的直流侧电压udc与给定参考值的差值导入到pi控制器中，并通过两个整流器的工作状态，得到期望电流值1、2；将交流侧电流ia1、ib1、ic1通过电流变换得到ic1-ia1,ic1-ib1；利用锁相环及电网电压ea、eb、ec测得电网电源相位信息。

(3)、利用步骤(2)中电网相位信息θ及电流变换技术得到并其与ic1-ia1,ic1-ib1的误差导入到开关信号发生器中，得到整流器z1的开关控制信号，控制开关管动作。

(4)、将期望电流值2导入到无源控制器中，并将其输出信号导入spwm发生器，得到整流器z2的开关控制信号，控制开关管动作。

图6所示为三相桥式不控整流电路输入侧稳定电流波形图，按照具体实施过程中所列控制参数进行仿真验证，从波形中可看出，此时三相桥式不控整流电路输出电流波形存在畸变，工作状态类似于有源滤波器工作状态。

图7为三相两桥臂三电平整流电路输入侧电流波形图，通过将图6与图7波形比对可发现，将图6与图7的电流波形叠加在一起为图8波形图，图8为混合三相两桥臂三电平整流器输入侧的接入电网电流波形图，从中可以看出总电流正弦化程度较好，且总电流与电压同相位，满足整流器输出要求，在实际电路设计时由于减少电容的个数，可大幅度减小混合整流器体积。

图9为混合整流器的直流侧电压输出波形图，从图9中可看出混合整流器能够稳定输出直流电压，稳定到650v，从初始时刻到达稳定时间约为一个工频周期。

dsp处理器通过控制电路对三相桥式不控整流电路和三相两桥臂三电平整流电路进行功率均衡分配。有效地抑制谐波，实现电压的稳定输出及网侧单位功率因数控制。

本发明通过三相级联不控升压整流器和三相两桥臂对称结构的三电平整流并联，可以减少电容，提高变换器的功率密度，从而大幅度提高整流器的工作效率；本发明所提出的混合三电平整流器所采用全控器件仅为9个，与传统的三电平整流器桥电路相比，减少了全控器件的使用数量，节约成本。