电源转换装置的制作方法

本发明涉及一种电源装置，尤其涉及一种电源转换装置。

背景技术：

电源转换装置为现代电子装置中不可或缺的元件。在以脉宽调变(pulsewidthmodulation，pwm)控制为基础的电源转换装置中，电源转换装置的二次侧通常具有整流二极管。由于整流二极管于导通状态下的功率消耗较大，因此可采用导通电阻值较小的同步整流晶体管来取代整流二极管，以提升电源转换装置的转换效率。在这样的架构下，尚需要一同步整流控制器来控制二次侧的同步整流晶体管的启闭。

一般来说，当电源转换装置的二次侧的同步整流晶体管导通时，同步整流控制器可在同步整流晶体管的漏极与源极之间的跨压(vds)达到0伏特时关断同步整流晶体管。然而，由于同步整流晶体管的漏极与源极之间的跨压通常具有噪声，在vds趋近于0伏特时，特别容易受到干扰。上述噪声可能导致同步整流控制器无法正确地判断出关断同步整流晶体管的时间点，从而降低电源转换装置的转换效率。更严重者，上述的情况更可能导致电源转换装置的一次侧的功率开关与二次侧的同步整流晶体管发生同时导通的状况，如此一来，可能会损坏电源转换装置内部的电路元件。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种电源转换装置。此电源转换装置中的同步整流控制器可通过运用几何方式，推测出同步整流晶体管的漏极与源极之间的跨压(vds)达到各个电压值的时间长度，据以决定关断同步整流晶体管的时间点，以降低vds上的噪声所造成的影响。

本发明的电源转换装置包括变压器、至少一同步整流晶体管以及至少一同步整流控制器。变压器具有一次侧与至少一二次侧，其中一次侧用以接收输入电压，而各二次侧用以提供输出电压给对应的输出端。各同步整流晶体管耦接在其中一二次侧与对应的输出端之间，且各同步整流晶体管受控于开关信号。各同步整流控制器耦接到对应的同步整流晶体管，接收对应的同步整流晶体管的漏极端与源极端之间的跨压以作为第一检测信号。各同步整流控制器根据第一检测信号的电压值、第一触发信号的电压值以及第二触发信号的电压值取得第一时间长度，并依据第一时间长度来决定第二时间长度。各同步整流控制器于第一检测信号的电压值等于第一触发信号的电压值时开始计时，且于计时达第一时间长度与第二时间长度之总和时产生开关信号以关断对应的同步整流晶体管。

基于上述，本发明实施例的同步整流控制器可根据第一检测信号的电压值、第一触发信号的电压值以及第二触发信号的电压值取得第一时间长度。之后再根据第一时间长度来推测同步整流晶体管关断的时间点。由于第一检测信号的电压值在上升至接近0伏特时会有较大的噪声，因此在关断同步整流晶体管的时间点的判断上，本发明实施例的同步整流控制器可降低因上述噪声所造成影响。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

示出图1是依照本发明一实施例所示出的电源转换装置的电路示意图；

图2是依照本发明另一实施例所示出的电源转换装置的电路示意图；

图3是图1的同步整流控制器的电路方框示意图；

图4是依照本发明一实施例所示出的同步整流控制器的信号定时示意图；

图5a是依照本发明一实施例所示出的同步整流控制器的决策电路、预测电路以及栅极驱动电路的电路方框示意图；

图5b是依照本发明一实施例所示出的同步整流控制器的决策电路、预测电路以及栅极驱动电路的电路架构示意图；

图6a是依照本发明一实施例示出图5b的同步整流控制器的信号定时示意图；

图6b是依照本发明另一实施例所示出的同步整流控制器的信号定时示意图；

图6c是依照本发明又一实施例所示出的同步整流控制器的信号定时示意图；

图7a是依照本发明另一实施例所示出的同步整流控制器的决策电路的电路方框示意图；

图7b是依照本发明另一实施例所示出的放大电路的电路架构示意图；

图8是依照本发明又一实施例所示出的同步整流控制器的信号定时示意图；

图9是依照本发明又一实施例所示出的同步整流控制器的决策电路的电路方框示意图；

图10是依照本发明另一实施例所示出的同步整流控制器的决策电路的电路架构示意图；

图11是依照本发明又一实施例所示出的同步整流控制器的信号定时示意图。

附图标记：

100、200：电源转换装置；

110：一次侧电源控制电路；

160、560：同步整流控制器；

362、362’、362”、562、562”：决策电路；

3625、5625、7625：第一比较电路；

3626、5626、7626：第二比较电路；

3627、5627、7627：第一时间决定电路；

364、564：预测电路；

3647、5647：第二时间决定电路；

366、566：栅极驱动电路；

3621、3621’、5621、5621’：放大电路；

3667、5667：开启电路；

3668、5668：驱动电路；

5622、5642、5662、7622：sr闩锁器；

5663：输出缓冲器；

7621：反向电路；

adj：调整电路；

ag1、ag2：与门；

a、b、c、d：点；

cmp1、cmp2、cmp3、cmp4：比较器；

co、c1：电容；

cur1、cur2、cur3：电流源；

dr：寄生二极管；

gnd1：第一接地端；

i1：第一电流；

i2：第二电流；

i3：调整电流；

iag：与非门；

isec：电流；

iv1：第一反向放大器；

iv2：第二反向放大器；

msr：同步整流晶体管；

np：一次侧；

ns：二次侧；

op1、op2、op3：运算放大器；

pg1、pg2、pg3、pg4：脉冲产生器；

pwm：脉宽调变信号；

pwmb：反向的脉宽调变信号；

r：重置端；

re：重置信号；

rl：负载；

r1、r2、r3、r4、r5：电阻；

scp1、scp2、scp3、scp4：比较信号；

s：设定端；

q：正向输出端；

反向输出端；

se：设定信号；

se1：第一设定信号；

se2：第二设定信号；

st1：决策信号；

st2：预测信号；

sw1：充电开关；

sw2：放电开关；

t：变压器；

t0、t1、t2、t3、t3’、t4、t4’、t4”、t5、t5’：时间点；

tl1、tl11：第一时间长度；

tl2、tl12：第二时间长度；

t601、t602、t611、t612、t621、t622、t801、t802、t811、t812：时间长度；

vs：电源电压；

vadj：调整信号；

vcap：第一电压；

vcc：电源电压端；

vd1：第一检测信号；

vd1’：调整后的第一检测信号；

vd1b、vd1b’：反向的第一检测信号；

vd2、vd2’：第二检测信号；

vd2b、vd2b’：反向的第二检测信号；

vg：开关信号；

vin：输入电压；

vo：输出电压；

vr2：第二参考电压值；

vr5：预设电压值；

vt1：第一触发信号；

vt1b：反向的第一触发信号；

vt2：第二触发信号；

vt2b：反向的第二触发信号。

具体实施方式

为了使本发明的内容可以被更容易明了，以下特举实施例作为本发明确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在附图及实施方式中使用相同标号的元件/构件/步骤，代表相同或类似部件。

图1是依照本发明一实施例所示出的电源转换装置100的电路示意图。请参照图1，电源转换装置100可包括一次侧电源控制电路110、变压器t、m个同步整流晶体管msr以及m个同步整流控制器160，而变压器t可包括一次侧np以及m个二次侧ns。于本示范性实施例中，m可以为大于或等于1的正整数，但为便于解释，于此假设m等于1，而m大于1的示范性实施例可依据以下说明以类推之。

一次侧电源控制电路110的第一端用以接收电源电压vs，其中电源电压vs可为交流电压或直流电压，端视实际应用或设计需求而定。一次侧电源控制电路110的的第二端耦接一次侧np的两端。一次侧电源控制电路110用以对电源电压vs进行电源转换以产生输入电压vin，并提供输入电压vin至一次侧np的第一端(例如同名端(common-polarityterminal，即打点处)。一次侧电源控制电路110可例是是交流对直流转换电路或是直流对直流转换电路，但本发明并不以此为限。

一次侧np的第一端可用以接收输入电压vin，而二次侧ns的第一端(例如异名端(opposite-polarityterminal，即未打点处)则用以提供输出电压vo给输出端或负载rl(例如电子装置)，但不限于此。

同步整流晶体管msr的漏极端耦接二次侧ns的第二端(例如同名端)。同步整流晶体管msr的源极端耦接第一接地端gnd1。同步整流晶体管msr的栅极端接收开关信号vg。同步整流控制器160耦接对应的同步整流晶体管msr。同步整流控制器160接收同步整流晶体管msr的漏极端与源极端之间的跨压以作为第一检测信号vd1。同步整流控制器160可根据第一检测信号vd1的电压值、第一触发信号vt1的电压值以及第二触发信号vt2的电压值取得第一时间长度tl1，并依据第一时间长度tl1来决定第二时间长度tl2。同步整流控制器160可于第一检测信号vd1的电压值等于第一触发信号tl1的电压值时开始计时，且于计时达第一时间长度tl1与第二时间长度tl2的总和时产生开关信号vg以关断同步整流晶体管msr，稍后会再详细说明。

图2是依照本发明另一实施例所示出的电源转换装置200的电路示意图。请同时参照图1与图2，类似于图1的电源转换装置100，图2的电源转换装置200同样包括一次侧电源控制电路110、变压器t、m个同步整流晶体管msr以及m个同步整流控制器160，而变压器t同样包括一次侧np以及m个二次侧ns，其中m可以为大于或等于1的正整数，然而为便于解释，于此假设m等于1。

相较于图1的同步整流晶体管msr的漏极端耦接二次侧ns的第二端(例如同名端)，且图1的同步整流晶体管msr的源极端耦接第一接地端gnd1，图2的同步整流晶体管msr的源极端耦接二次侧ns的第一端(例如异名端)，且图2的同步整流晶体管msr的漏极端耦接输出端或负载rl。至于图2的变压器t的一次侧np以及一次侧电源控制电路110之间的耦接方式相同于图1的实施例，故可参酌上述图1的相关说明，在此不再赘述。

由于图1的同步整流控制器160与图2的同步整流控制器160的实施方式及运作类似，故以下将仅以图1的同步整流控制器160为范例来进行说明，而图2的同步整流控制器160的实施方式及运作则可参考以下说明而类推之。

在本发明的一实施例中，同步整流控制器160可以是硬件、固件或是存储在存储器而由微处理器(micro-processor)、微控制器(micro-controller)或是数字信号处理器(dsp)所载入执行的软件或机器可执行程序码。若是采用硬件来实现，则同步整流控制器160可以是由单一整合电路芯片所达成，也可以由多个电路芯片所完成，但本发明并不以此为限制。上述多个电路芯片或单一整合电路芯片可采用特殊功能集成电路(asic)或可程序化逻辑门阵列(fpga)来实现。而上述存储器可以是例如随机存取存储器、只读存储器或是闪存等等。

更进一步来说，请同时参照图1、图3以及图4，图3是图1的同步整流控制器160的电路方框示意图，图4为依照本发明一实施例所示出的电源转换装置100的信号定时示意图，其中图4的纵轴表示电压，而横轴表示时间。如图3所示，同步整流控制器160可包括决策电路362、预测电路364以及栅极驱动电路366。在本实施例中，第二触发信号vt2(示出于图1)即为第一触发信号vt1。决策电路362用以对第一检测信号vd1的电压值进行调整以产生第二检测信号vd2。为便于解释，图4仅示出出第二检测信号vd2的部分波形，且省略示出了第二检测信号vd2上的噪声。此外，图4的右侧图式为左侧图式于时间点t3至t5的局部放大，并省略示出了第一检测信号vd1上的噪声。决策电路362可于第一检测信号vd1的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时开始计时，且于第二检测信号vd2的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时停止计时，以产生决策信号st1，其中决策信号st1用以指示第一时间长度tl1。

预测电路364耦接决策电路362以接收决策信号st1。预测电路364根据决策信号st1取得第一时间长度tl1并据以决定第二时间长度tl2。预测电路364根据决策信号st1而于第一时间长度tl1结束时的时间点开始计时，并于计时达第二时间长度tl2时产生重置信号re。

栅极驱动电路366耦接预测电路364以接收重置信号re。栅极驱动电路366可根据重置信号re产生开关信号vg，以关断对应的同步整流晶体管msr。

详细来说，请同时参照图1、图3～图5a，图5a是依据本发明一实施例示出图3的决策电路362、预测电路364以及栅极驱动电路366的内部电路方框示意图。决策电路362可包括放大电路3621、第一比较电路3625、第二比较电路3626以及第一时间决定电路3627。

放大电路3621用以接收并输出第一检测信号vd1，且对第一检测信号vd1的电压值进行放大以产生第二检测信号vd2。在本发明的一实施例中，第二检测信号vd2的电压值可为第一检测信号vd1的电压值的2倍，但本发明不限于此，端视实际应用或设计需求而定。第一比较电路3625用以接收第一检测信号vd1与第一触发信号vt1，且对第一检测信号vd1的电压值与第一触发信号vt1的电压值进行比较。当第一检测信号vd1的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时，第一比较电路3625产生第一设定信号se1，其中第一设定信号se1可用以指示开始计时第一时间长度tl1的时间点。

第二比较电路3626用以接收第二检测信号vd2与第一触发信号vt1，且对第二检测信号vd2的电压值与第一触发信号vt1的电压值进行比较。当第二检测信号vd2的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时，第二比较电路3626产生第二设定信号se2，其中第二设定信号se2可用以指示停止计时第一时间长度tl1的时间点或是开始计时第二时间长度tl2的时间点。第一时间决定电路3627用以接收第一设定信号se1以及第二设定信号se2，并据以产生决策信号st1。

预测电路364可包括第二时间决定电路3647。在本实施例中，第二时间决定电路3647可用以根据决策信号st1以取得第一时间长度tl1，并设定第二时间长度tl2等于第一时间长度tl1。第二时间决定电路3647可根据第二设定信号se2而于第二检测信号vd2的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时开始计时，且于计时达第二时间长度tl2时产生重置信号re。

栅极驱动电路可包括开启电路3667以及驱动电路3668。开启电路3667用以接收第一检测信号vd1与第二参考电压vr2。当第一检测信号vd1的电压值等于或小于第二参考电压vr2的电压值时，开启电路3667产生设定信号se。驱动电路3668耦接开启电路3667以接收设定信号se，且耦接预测电路364以接收重置信号re。驱动电路3668可根据设定信号se产生开关信号vg，以导通对应的同步整流晶体管msr。驱动电路3668可根据重置信号re产生开关信号vg，以关断对应的同步整流晶体管msr。关于决策电路362、预测电路364以及脉宽调变电路366的详细运作，将搭配图4的信号定时示意图进行说明。

详细来说，在时间点t0时，一次侧电源控制电路110所提供的输入电压vin可提供电力至变压器t的一次侧np的线圈以进行储能。在此同时，同步整流晶体管msr及其寄生二极管dr为截止状态。因此，第一检测信号vd1的电压电平可为k×vin，其中k为变压器t的二次侧ns与一次侧np的线圈比值。

在时间点t1时，变压器t的一次侧np所储存的能量将转移至变压器t的二次侧ns。此时，第一检测信号vd1的电压值将由k×vin开始下降，并最终将下降至一负电压值。当第一检测信号vd1的电压值下降至等于或小于第二参考电压值vr2(例如0伏特，但不限于此，端视实际应用或需求而定)时，图5a的开启电路3667将产生设定信号se，致使驱动电路3668可根据设定信号se产生开关信号vg以导通同步整流晶体管msr，如时间点t2所示。此时，变压器t的二次侧ns的电流isec(示于图1)将由同步整流晶体管msr的源极端经由其内部感应的信道(channel)而流向漏极端，因此转移至变压器t的二次侧ns的能量将持续地对电容co进行充电，以供应直流输出电压vo给输出端或负载rl。

随着二次侧ns所储存的能量对电容co进行充电，二次侧ns的电流isec将会降低，使得第一检测信号vd1以及第二检测信号vd2的电压电平向上拉升。当第一检测信号vd1的电压值达到第一触发信号vt1的电压值时，如时间点t3所示，决策电路362中的第一比较电路3625可产生第一设定信号se1，致使第一时间决定电路3627可根据第一设定信号se1产生致能状态(例如逻辑高电平)的决策信号st1。

当第二检测信号vd2的电压值达到第一触发信号vt1的电压值时，如时间点t4所示，决策电路362中的第二比较电路3626可产生第二设定信号se2，致使第一时间决定电路3627可根据第二设定信号se2产生禁能状态(例如逻辑低电平)的决策信号st1。其中，决策信号st1的致能时间长度(即时间点t3与时间点t4之间的时间长度)即为第一时间长度tl1。可以理解的是，由于第二检测信号vd2的电压值是第一检测信号vd1的电压值的两倍，在第一时间长度tl1已知的情况下，根据三角几何运算即可推得第一检测信号vd1的电压值上升至0伏特的时间点。详细来说，如图4右侧附图所示的座标系统中，通过时间点t3的电压纵轴、第二检测信号vd2的信号波形以及时间横轴将彼此交会而形成一直角三角形的三个点a、点b、点c；类似地，通过时间点t3的电压纵轴、第一检测信号vd1的信号波形以及时间横轴将彼此交会而形成另一直角三角形的三个点a、点d、点c。由于线段ab所代表的电压值为线段ad所代表的电压值的两倍，故可推得时间点t4与t5之间的时间长度(即第二时间长度tl2)等于时间点t3与时间点t4之间的时间长度(即第一时间长度tl1)。如此即可得知第一检测信号vd1的电压值上升至0伏特的时间点(即时间点t5)。

因此，于时间点t4时，第二时间决定电路3647可根据决策信号st1取得第一时间长度tl1，并设定第二时间长度tl2等于第一时间长度tl1。此时，第二时间决定电路3647可开始计时，并于计时达第二时间长度tl2时产生一重置信号re，而驱动电路3668可根据重置信号re产生开关信号vg以关断同步整流晶体管msr，如时间点t5所示。

根据图4的左侧图式可知，第一检测信号vd1(或第二检测信号vd2)的电压值在上升至接近0伏特时(即时间点t5附近)会有较大的噪声，故本发明实施例的同步整流控制器160将第一检测信号vd1及第二检测信号vd2的电压值分别与第一触发信号vt1的电压值进行比较以取得第一时间长度tl1，再根据第一时间长度tl1以及三角几何运算来预测出第一检测信号vd1达到0伏特的时间点(即同步整流晶体管msr关断的时间点)。如此一来，即可正确地判断出同步整流晶体管msr关断的时间点，以降低因上述噪声所造成影响。在本发明的一实施例中，第一触发信号vt1的电压值可例如是30mv，但本发明不限于此，视实际应用或设计需求而定。

以下请参照图5b，图5b是依照本发明一实施例所示出的同步整流控制器560的决策电路562、预测电路564以及栅极驱动电路566的电路架构示意图，其中图5b的决策电路562、预测电路564以及栅极驱动电路566可分别为图5a的决策电路362、预测电路364以及栅极驱动电路366的一种电路实施方式，但本发明并不以此为限。决策电路562可包括放大电路5621、第一比较电路5625、第二比较电路5626以及第一时间决定电路5627。

放大电路5621用以接收第一检测信号vd1，并据以产生反向的第一检测信号vd1b与反向的第二检测信号vd2b。更进一步来说，放大电路5621可包括第一反向放大器iv1以及第二反向放大器iv2。第一反向放大器iv1可包括第一运算放大器op1、第一电阻r1以及第二电阻r2。第一电阻r1的第一端用以接收第一检测信号vd1。第一电阻r1的第二端耦接第一运算放大器op1的反向输入端。第一运算放大器op1的非反向输入端耦接第一接地端gnd1。第二电阻r2的第一端耦接第一运算放大器op1的反向输入端。第二电阻r2的第二端耦接第一运算放大器op1的输出端以产生反向的第一检测信号vd1b，其中第二电阻r2的电阻值等于第一电阻r1的电阻值。可以理解的是，第一反向放大器iv1的增益绝对值为1。

第二反向放大器iv2可包括第二运算放大器op2、第三电阻r3以及第四电阻r4。第三电阻r3的第一端用以接收第一检测信号vd1。第三电阻r3的第二端耦接第二运算放大器op2的反向输入端。第二运算放大器op2的非反向输入端耦接第一接地端gnd1。第四电阻r4的第一端耦接第二运算放大器op2的反向输入端。第四电阻r4的第二端耦接第二运算放大器op2的输出端以产生反向的第二检测信号vd2b。在本发明的一实施例中，第四电阻r4的电阻值可为第三电阻r3的电阻值的两倍。可以理解的是，第二反向放大器iv2的增益绝对值为2。

第一比较电路5625包括第一比较器cmp1以及第一脉冲产生器pg1。第一比较器cmp1的反向输入端接收反向的第一检测信号vd1b。第一比较器cmp1的非反向输入端接收反向的第一触发信号vt1b。第一比较器cmp1的输出端产生第一比较信号scp1。第一脉冲产生器pg1耦接第一比较器cmp1的输出端以接收第一比较信号scp1，并据以产生第一设定信号se1。

第二比较电路5626包括第二比较器cmp2以及第二脉冲产生器pg2。第二比较器cmp2的反向输入端接收反向的第二检测信号vd2b。第二比较器cmp2的非反向输入端接收反向的第一触发信号vt1b。第二比较器cmp2的输出端产生第二比较信号scp2。第二脉冲产生器pg2耦接第二比较器cmp2的输出端以接收第二比较信号scp2，并据以产生第二设定信号se2。

在此特别一提的是，于图4所示的时间点t2，第一检测信号vd1的电压开始由正电压转变为负电压，为了让第一比较电路5625易于进行电压比较起见，本发明图5b的实施例中采用第一反向放大器iv1。详细来说，第一反向放大器iv1的用意在于：将第一检测信号vd1(为负电压)转变为反向的第一检测信号vd1b(为正电压)，并将正电压型态的反向的第一检测信号vd1b提供至第一比较器cmp1的反向输入端。此外，第一比较器cmp1的非反向输入端则是接收正电压型态的反向的第一触发信号vt1b，其中反向的第一触发信号vt1b(为正电压)可通过反向器(未示出)将第一触发信号vt1(为负电压)进行反向而获得。如此一来，第一比较器cmp1即可对同为正电压型态的反向的第一检测信号vd1b及反向的第一触发信号vt1b进行比较，故较易于实施，然而实际上的实施方式并不以此为限。在本发明的其他实施例中，第一比较器cmp1也可直接对同为负电压型态的第一检测信号vd1及第一触发信号vt1进行比较，视实际应用或设计需求而定。

类似于第一反向放大器iv1的实施方式，为了让第二比较电路5626易于进行电压比较起见，本发明图5b的实施例中采用第二反向放大器iv2。详细来说，第二反向放大器iv2的用意在于：将第一检测信号vd1(为负电压)转变为正电压并放大2倍以作为反向的第二检测信号vd2b(为正电压)，并将正电压型态的反向的第二检测信号vd2b提供至第二比较器cmp2的反向输入端。此外，第二比较器cmp2的非反向输入端则是接收正电压型态的反向的第一触发信号vt1b，其中反向的第一触发信号vt1b(为正电压)可通过反向器(未示出)将第一触发信号vt1(为负电压)进行反向而获得。如此一来，第二比较器cmp2即可对同为正电压型态的反向的第二检测信号vd2b及反向的第一触发信号vt1b进行比较，故较易于实施，然而实际上的实施方式并不以此为限。在本发明的其他实施例中，第二比较器cmp2也可直接对同为负电压型态的第二检测信号vd2及第一触发信号vt1进行比较，端视实际应用或设计需求而定。

第一时间决定电路5627包括与门ag1以及sr闩锁器5622。与门ag1的第一输入端耦接第一脉冲产生器pg1以接收第一设定信号se1。与门ag1的第二输入端接收脉宽调变信号pwm。sr闩锁器5622的设定端s耦接与门ag1的输出端。sr闩锁器5622的重置端r耦接到第二脉冲产生器pg2以接收第二设定信号se2。sr闩锁器5622的正向输出端q产生决策信号st1。

预测电路564可包括第二时间决定电路5647。第二时间决定电路5647可包括充电开关sw1、第一电流源cur1、放电开关sw2、第二电流源cur2、电容c1、比较器cmp3、与非门iag、脉冲产生器pg3以及sr闩锁器5642。充电开关sw1的控制端接收决策信号st1。第一电流源cur1耦接在电源电压端vcc与充电开关sw1的第一端之间，用以在充电开关sw1导通时产生第一电流i1以对电容c1充电。放电开关sw2的控制端接收预测信号st2。放电开关sw2的第一端耦接充电开关sw1的第二端。第二电流源cur2耦接在放电开关sw2的第二端与第一接地端gnd1之间，用以在放电开关sw2导通时产生第二电流i2以对电容c1放电，其中第二电流i2的电流值等于第一电流i1的电流值。电容c1的第一端耦接充电开关sw1的第二端以产生第一电压vcap。电容c1的第二端耦接第一接地端gnd1。

比较器cmp3的非反向输入端耦接电容c1的第一端以接收第一电压vcap。比较器cmp3的反向输入端耦接第一接地端gnd1。比较器cmp3的输出端产生比较信号scp3。与非门iag的第一输入端耦接比较器cmp3的输出端以接收比较信号scp3。与非门iag的第二端接收脉宽调变信号pwm。脉冲产生器pg3的输入端耦接与非门iag的输出端。脉冲产生器pg3的输出端产生重置信号re。sr闩锁器5642的设定端s接收第二设定信号se2。sr闩锁器5642的重置端r耦接脉冲产生器pg3以接收重置信号re。sr闩锁器5642的正向输出端q产生预测信号st2。

栅极驱动电路566可包括开启电路5667以及驱动电路5668。开启电路5667可包括比较器cmp4、与门ag2以及脉冲产生器pg4。比较器cmp4的非反向输入端用以接收第二参考电压值vr2。比较器cmp4的反向输入端用以接收第一检测信号vd1。比较器cmp4的输出端产生比较信号scp4。与门ag2的第一输入端耦接比较器cmp4的输出端以接收比较信号scp4。与门ag2的第二输入端接收反向的脉宽调变信号pwmb。脉冲产生器pg4耦接与门ag2的输出端，并据以产生设定信号se。

驱动电路5668可包括sr闩锁器5662以及输出缓冲器5663。sr闩锁器5662的设定端s用以接收设定信号se。sr闩锁器5662的重置端r用以接收重置信号re。sr闩锁器5662的正向输出端q产生脉宽调变信号pwm。sr闩锁器5662的反向输出端q产生反向的脉宽调变信号pwmb。输出缓冲器5663接收脉宽调变信号pwm，并据以产生开关信号vg。

以下将针对图5b的同步整流控制器560的运作进行说明，请同时参照图5b与图6a，图6a是图5b的同步整流控制器560的信号定时示意图，其中图6a的时间点t2～t5可分别对应至图4的时间点t2～t5。在时间点t2之前，脉宽调变信号pwm(或开关信号vg)为禁能状态(例如逻辑低电平)，故同步整流晶体管msr为截止状态。于时间点t2，第一检测信号vd1的电压值下降至等于或小于第二参考电压值vr2(例如0伏特，但不限于此，视实际应用或需求而定)，因此比较器cmp4可产生致能的比较信号scp4(例如为逻辑高电平)。在比较信号scp4为致能状态且脉宽调变信号pwm为禁能状态(即反向的脉宽调变信号pwmb为致能状态)的情况下，与门ag2及脉冲产生器pg4将产生设定信号se。设定信号se可设定sr闩锁器5662，致使sr闩锁器5662产生致能的脉宽调变信号pwm，并通过输出缓冲器5663输出致能的开关信号vg以导通同步整流晶体管msr。

另一方面，第一反向放大器iv1可将第一检测信号vd1进行反向处理，以产生反向的第一检测信号vd1b；而第二反向放大器iv2可将第一检测信号vd1放大两倍并进行反向处理，以产生反向的第二检测信号vd2b，但不限于此。

于时间点t3时，反向的第一检测信号vd1b的电压值小于或等于反向的第一触发信号vt1b的电压值，故第一比较器cmp1产生致能的第一比较信号scp1，并通过第一脉冲产生器pg1产生第一设定信号se1。与门ag1在接收到第一设定信号se1且脉宽调变信号pwm为致能状态的情况之下设定sr闩锁器5622，致使sr闩锁器5622产生致能的决策信号st1以导通充电开关sw1。此时，第一电流源cur1开始产生第一电流i1以对电容c1进行充电，致使第一电压vcap自第一接地端的电压值(例如0伏特)开始上升。

于时间点t4时，反向的第二检测信号vd2b的电压值小于或等于反向的第一触发信号vt1b的电压值，故第二比较器cmp2产生致能的第二比较信号scp2，并通过第二脉冲产生器pg2产生第二设定信号se2。第二设定信号se2可重置sr闩锁器5622，致使sr闩锁器5622产生禁能的决策信号st1以关断充电开关sw1。此时，第一电流源cur1停止对电容c1充电。另一方面，第二设定信号se2可设定sr闩锁器5642，致使sr闩锁器5642产生致能的预测信号st2以导通放电开关sw2。此时，第二电流源cur2开始产生第二电流i2以对电容c1进行放电，致使第一电压vcap开始下降。

于时间点t5时，第一电压vcap的电压值小于或等于第一接地端的电压值(例如0伏特)，故第三比较器cmp3产生禁能的第三比较信号scp3。与非门iag及脉冲产生器pg3在第三比较信号scp3为禁能状态的情况之下产生重置信号re。重置信号re重置sr闩锁器5642，致使sr闩锁器5642产生禁能的预测信号st2以关断放电开关sw2。此时，第二电流源cur2停止对电容c1放电。另一方面，重置信号re重置sr闩锁器5662，致使sr闩锁器5662产生禁能的脉宽调变信号pwm，并通过输出缓冲器5663输出禁能的开关信号vg以关断同步整流晶体管msr。

总的来说，在上述的实施例中，是将第一检测信号vd1放大两倍以取得第二检测信号vd2，并分别记录第一检测信号vd1的电压值及第二检测信号vd2的电压值达到第一触发信号vt1的电压值的时间点t3与时间点t4，据以取得第一时间长度tl1。接着，根据三角几何运算来推测出第二时间长度tl2等于第一时间长度tl1，并自时间点t4开始计时，以在计时达第二时间长度tl2之后关断同步整流晶体管msr，但本发明不限于此。以下将针对各种变形的实施方式进行说明。

以下请同时参照图5a以及图6b，图6b是依照本发明另一实施例所示出的同步整流控制器的信号定时示意图，其中图6b的纵轴表示电压，而横轴表示时间。为便于解释，图6b仅示出出第二检测信号vd2的部分波形，且省略示出了第二检测信号vd2上的噪声。此外，图6b的右侧附图为左侧附图于时间点t3至时间点t5的局部放大，并省略示出了第一检测信号vd1上的噪声。在本发明的又一实施例中，图5a的放大电路3621的放大倍率可为n倍，其中n为大于1的实数。换句话说，第二检测信号vd2的电压值可为第一检测信号vd1的电压值的n倍。基于上述情况，第二时间决定电路3647可根据决策信号st1取得第一时间长度tl11，并设定第二时间长度tl12等于第一时间长度tl11的1/(n-1)倍，其中第二时间决定电路3647可根据第二设定信号se2而于第二检测信号vd2的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时开始计时，且于计时达第二时间长度tl12时产生重置信号re。

更进一步来说，第一检测信号vd1的电压值及第二检测信号vd2(即n(vd1))的电压值达到第一触发信号vt1的电压值的时间点分别为时间点t4及时间点t4”，其中图6b的第一时间长度tl11与图4的第一时间长度tl1的关系式如式(1)所示。接着，可根据三角几何运算来推测出第二时间长度tl12，如式(2)所示，其中第二时间长度tl12为第一时间长度tl11的1/(n-1)倍。

基于上述情况，图5b的第四电阻r4的电阻值可为第三电阻r3的电阻值的n倍，因此第二反向放大器iv2可将第一检测信号vd1放大n倍并进行反向处理以产生反向的第二检测信号vd2b。此外，图5b的第二电流i2的电流值可为第一电流i1的电流值的(n-1)倍，因此第二时间长度tl12为第一时间长度tl11的1/(n-1)倍。

在本发明的又一实施例中，图5a的放大电路3621的放大倍率是可调整的，其中放大电路3621的放大倍率可依实际应用或设计需求来决定。换句话说，第二检测信号vd2的电压值与第一检测信号vd1的电压值之间的倍数是可调整的。基于上述情况，图5b所示的第二反向放大器iv2的第四电阻r4可为一可变电阻，其中第四电阻r4的电阻值可在第三电阻r3的电阻值的两倍左右进行微调。可以理解的是，第二反向放大器iv2的增益绝对值为第四电阻r4与第三电阻r3的电阻比值。在本发明的一实施例中，第四电阻r4与第三电阻r3的电阻比值可介于1.9至2.1之间，但本发明不限于此，视实际应用或设计需求来决定。

详细来说，由于图5a的放大电路3621的放大倍率是可调整的，因此图5a的放大电路3621所产生的第二检测信号vd2的电压值可微调，亦即第二检测信号vd2于时间点t3～t5间的斜率可微调，使得决策电路562所产生的决策信号st1的致能时间长度(即第一时间长度tl1)可微调。另外，预测电路564所产生的预测信号st2的致能时间长度(即第二时间长度tl2)可设定为等于第一时间长度tl1，因此，设计者可通过调整图5a的放大电路3621的放大倍率来调整第二时间长度tl2，进而调整同步整流晶体管msr的关断时间。如此一来，可增加电路设计上的弹性。

举例来说，图6c所示的时间长度t601与时间长度t602，分别为第二检测信号vd2＝k1(vd1)时所得到的第一时间长度tl1与第二时间长度tl2，其中倍率k1介于1与2之间(可依据实际应用或设计需求来决定)，且时间长度t602等于时间长度t601；图6c所示的时间长度t611与时间长度t612，分别为第二检测信号vd2＝2(vd1)时所得到的第一时间长度tl1与第二时间长度tl2，其中时间长度t612等于时间长度t611；而图6c所示的时间长度t621与时间长度t622，分别为第二检测信号vd2＝k2(vd1)时所得到的第一时间长度tl1与第二时间长度tl2，其中倍率k2介于2与3之间(可依据实际应用或设计需求来决定)，且时间长度t622等于时间长度t621。因此，设计者可通过调整图5a的放大电路3621的放大倍率来调整第一时间长度tl1及第二时间长度tl2，进而调整同步整流晶体管msr的关断时间。如此一来，可增加电路设计的弹性。

在本发明的又一实施例中，也可在不改变图5a的放大电路3621的放大倍率的情况之下，采用其他方式来调整同步整流晶体管msr的关断时间。以下请参照图7a，图7a是依据本发明另一实施例所示出的决策电路362’的电路方框示意图。决策电路362’可对第一检测信号vd1的电压值进行调整以产生一调整信号vadj，并将调整信号vadj作为调整后的第一检测信号vd1’。决策电路362’可对调整信号vadj的电压值进行调整以产生第二检测信号vd2’。决策电路362’于调整后的第一检测信号vd1’的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时开始计时，且于第二检测信号vd2’的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时停止计时，以产生决策信号st1，其中决策信号st1可用以指示第一时间长度tl1。

更进一步来说，决策电路362’可包括放大电路3621’、第一比较电路3625、第二比较电路3626以及第一时间决定电路3627。放大电路3621’用以接收第一检测信号vd1，并产生一调整信号vadj以作为调整后的第一检测信号vd1’，其中调整信号vadj的电压值为该第一检测信号vd1的电压值加上一预设电压值vr5，且预设电压值vr5为可调整的。此外，放大电路3621’可将调整信号vadj的电压值进行放大以产生第二检测信号vd2’。在本实施例中，第二检测信号vd2’的电压值可为调整信号vadj的电压值的两倍，但本发明不限于此。第一比较电路3625用以接收调整后的第一检测信号vd1’与第一触发信号vt1，且对调整后的第一检测信号vd1’的电压值与第一触发信号vt1的电压值进行比较。当调整后的第一检测信号vd1’的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时，第一比较电路3625产生第一设定信号se1，其中第一设定信号se1可用以指示开始计时第一时间长度tl1的时间点。

第二比较电路3626用以接收第二检测信号vd2’与第一触发信号vt1，且对第二检测信号vd2’的电压值与第一触发信号vt1的电压值进行比较。当第二检测信号vd2’的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时，第二比较电路3626产生第二设定信号se2，其中第二设定信号se2可用以指示停止计时第一时间长度tl1的时间点或是开始计时第二时间长度tl2的时间点。第一时间决定电路3627用以接收第一设定信号se1以及第二设定信号se2，并据以产生决策信号st1。图7a的第一比较电路3625、第二比较电路3626以及第一时间决定电路3627的电路架构可分别例如是图5b的第一比较电路5625、第二比较电路5626以及第一时间决定电路5627，故可参考上述的相关说明，在此不再赘述。以下将针对放大电路3621’的实施方式进行说明。

请同时参照图5b、图7b及图8，图7b是依照本发明另一实施例所示出的放大电路5621’的电路架构示意图，其中图7b的放大电路5621’可为图7a的放大电路3621’的一种电路实施方式，但不限于此。而图8是将图7b的放大电路5621’取代图5b的放大电路5621的同步整流控制器的信号波形示意图，其中图8的纵轴表示电压，而横轴表示时间。为了便于阅读，图8仅示出部分信号波形。

图7b的放大电路5621’同样可包括第一反向放大器iv1以及第二反向放大器iv2。图7b的第一反向放大器iv1以及第二反向放大器iv2的用意及电路架构分别类似于图5b的第一反向放大器iv1以及第二反向放大器iv2，故可参酌上述图5b的相关说明，在此不再赘述。

然而，相较于图5b所示的放大电路5621，图7b的放大电路5621’还包括调整电路adj。调整电路adj用以将第一检测信号vd1的电压值加上预设电压值vr5以作为调整信号vadj，其中预设电压值vr5是可调整的。

在本发明的一实施例中，调整电路adj可包括第五电阻r5、电流源cur3以及第三运算放大器op3，但本发明不限于此。第五电阻r5的第一端用以接收第一检测信号vd1。电流源cur3的第一端耦接电源电压端vcc。电流源cur3的第二端耦接第五电阻r5的第二端。电流源cur3用以产生一调整电流i3，据以在第五电阻r5的两端产生跨压以作为预设电压值vr5。

第三运算放大器op3的非反向输入端耦接第五电阻r5的第二端。第三运算放大器op3的反向输入端耦接第三运算放大器op3的输出端以产生调整信号vadj，其中调整信号vadj可如式(3)所示。第一反向放大器iv1可对调整信号vadj进行反向处理以产生反向的第一检测信号vd1b’。第二反向放大器iv2可将调整信号vadj放大两倍并进行反向处理，以产生反向的第二检测信号vd2b’，如式(4)所示。

vadj＝vd1+vr5式(3)

vd2b'＝-2(vd1+vr5)式(4)

在本发明的一实施例中，电流源cur3可为一可调整电流源，或者是，第五电阻r5可为一可变电阻。如此一来，设计者可通过改变电流源cur3的电流值或第五电阻r5的电阻值来调整第五电阻r5两端的跨压(即预设电压值vr5)，以使反向的第一检测信号vd1b’具有-(vr5)的平移变化，且使反向的第二检测信号vd2b’的电压值具有-2(vr5)的平移变化。

由于图7b的放大电路5621’所产生的反向的第一检测信号vd1b’的电压值可微调，使得开始计算第一时间长度tl1的时间点可提前发生，如图8的时间点t3’所示。此外，由于放大电路5621’所产生的反向的第二检测信号vd2b’的电压值可微调，使得停止计算第一时间长度tl1的时间点以及开始计算第二时间长度tl2的时间点可提前发生，如图8的时间点t4’所示。再加上第二时间长度tl2等于第一时间长度tl1，如此一来，开始计算第二时间长度tl2的时间点(即时间点t4’)以及停止计算第二时间长度tl2的时间点(即时间点t5’)也随之提前发生。因此，设计者可通过调整调整电流源cur3的电流值或第五电阻r5的电阻值来调整同步整流晶体管msr的关断时间。如此一来，可增加电路设计的弹性。其中，图8所示的时间长度t801与时间长度t802，分别为反向的第二检测信号vd2b'＝-2(vd1+vr5)时所得到的第一时间长度tl1与第二时间长度tl2，且时间长度t802等于时间长度t801；而图8所示的时间长度t811与时间长度t812，分别为反向的第二检测信号vd2b'＝-2(vd1)时所得到的第一时间长度tl1与第二时间长度tl2，且时间长度t812等于时间长度t811。

以下请参照图9，图9是依据本发明又一实施例所示出的决策电路362”的电路方框示意图。决策电路362”于第一检测信号vd1的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时开始计时，且于第一检测信号vd1的电压值等于第二触发信号vt2的电压值时停止计时，以产生决策信号st1，其中决策信号st1用以指示第一时间长度tl1。

更进一步来说，决策电路362”可包括第一比较电路3625、第二比较电路3626以及第一时间决定电路3627。第一比较电路3625用以接收第一检测信号vd1与第一触发信号vt1，且对第一检测信号vd1的电压值与第一触发信号vt1的电压值进行比较。当第一检测信号vd1的电压值等于第一触发信号vt1的电压值时，第一比较电路3625产生第一设定信号se1，其中第一设定信号se1可用以指示开始计时第一时间长度tl1的时间点。

第二比较电路3626用以接收第一检测信号vd1与第二触发信号vt2，且对第一检测信号vd1的电压值与第二触发信号vt2的电压值进行比较。当第一检测信号vd1的电压值等于第二触发信号vt2的电压值时，第二比较电路3626产生第二设定信号se2，其中第二设定信号se2可用以指示停止计时第一时间长度tl1的时间点或是开始计时第二时间长度tl2的时间点。第一时间决定电路3627用以接收第一设定信号se1以及第二设定信号se2，并据以产生决策信号st1。

详细来说，以下请同时参照图5b、图10及图11，图10是依照本发明另一实施例所示出的决策电路562”的电路架构示意图，其中图10的决策电路562”可为图9的决策电路362”的一种电路实施方式，但不限于此。而图11是将图10的决策电路562”取代图5b的决策电路562的同步整流控制器的信号波形示意图，其中图11的纵轴表示电压，而横轴表示时间。为便于解释，图11的右侧图式为左侧附图于时间点t3至t5的局部放大，并省略示出第一检测信号vd1上的噪声。

在本实施例中，可将第二触发信号vt2的电压值设定为第一触发信号vt1的电压值的一半，并据以取得第一时间长度tl1。接着可根据三角几何运算而推得第二时间长度tl2，其中第二时间长度tl2等于第一时间长度tl1。

详细来说，如图10所示，决策电路562”可包括反向电路7621、第一比较电路7625、第二比较电路7626以及第一时间决定电路7627。反向电路7621的用意类似于图5b的第一反向放大器iv1以及第二反向放大器iv2，故可参酌上述图5b的相关说明，在此不再赘述。反向电路7621用以接收第一检测信号vd1，并据以产生反向的第一检测信号vd1b。反向电路7621可包括第一运算放大器op1、第一电阻r1以及第二电阻r2。第一电阻r1的第一端用以接收第一检测信号vd1。第一电阻r1的第二端耦接第一运算放大器op1的反向输入端。第一运算放大器op1的非反向输入端耦接第一接地端gnd1。第二电阻r2的第一端耦接第一运算放大器op1的反向输入端。第二电阻r2的第二端耦接第一运算放大器op1的输出端以产生反向的第一检测信号vd1b，其中第二电阻r2的电阻值等于第一电阻r1的电阻值。可以理解的是，反向电路7621的增益绝对值为1。

第一比较电路7625可包括第一比较器cmp1以及第一脉冲产生器pg1。第一比较器cmp1的反向输入端接收反向的第一检测信号vd1b。第一比较器cmp1的非反向输入端接收反向的第一触发信号vt1b。第一比较器cmp1的输出端产生第一比较信号scp1。第一脉冲产生器pg1耦接第一比较器cmp1的输出端以接收第一比较信号scp1，并据以产生第一设定信号se1。

第二比较电路7626可包括第二比较器cmp2以及第二脉冲产生器pg2。第二比较器cmp2的反向输入端接收反向的第一检测信号vd1b。第二比较器cmp2的非反向输入端接收反向的第二触发信号vt2b，其中反向的第二触发信号vt2b的电压值为反向的第一检测信号vd1b的电压值的一半。第二比较器cmp2的输出端产生第二比较信号scp2。第二脉冲产生器pg2耦接第二比较器cmp2的输出端以接收第二比较信号scp2，并据以产生第二设定信号se2。

第一时间决定电路7627可包括与门ag1以及sr闩锁器7622。与门ag1的第一输入端耦接第一脉冲产生器pg1以接收第一设定信号se1。与门ag1的第二输入端接收脉宽调变信号pwm。sr闩锁器7622的设定端s耦接与门ag1的输出端。sr闩锁器7622的重置端r耦接到第二脉冲产生器pg2以接收第二设定信号se2。sr闩锁器7622的正向输出端q产生决策信号st1。

总的来说，在本实施例中，是记录第一检测信号vd1的电压值达到第一触发信号vt1的电压值之时间点t3，以及记录第一检测信号vd1的电压值达到第二触发信号vt2的电压值的时间点t4，据以取得第一时间长度tl1，如图11所示。由于第二触发信号vt2的电压值为第一触发信号vt1的电压值的一半，故可根据三角几何运算来推测出第二时间长度tl2等于第一时间长度tl1，并自时间点t4开始计时，以在计时达第二时间长度tl2之后关断同步整流晶体管msr。

综上所述，本发明实施例的同步整流控制器可根据第一检测信号的电压值、第一触发信号的电压值以及第二触发信号的电压值取得第一时间长度。之后再根据第一时间长度以及三角几何关系来预测同步整流晶体管关断的时间点。由于第一检测信号的电压值在上升至接近0伏特时会有较大的噪声，因此在同步整流晶体管关断的时间点的判断上，本发明实施例的同步整流控制器可降低因上述噪声所造成影响。此外，设计者更可根据实际应用或设计需求来控制与调整关断同步整流晶体管的时间点，故可增加设计上的弹性。

虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更改与润饰，均在本发明范围内。