一种LLC变换器同步整流管的控制系统的制作方法

本发明涉及llc变换器(谐振变换器)同步整流管的控制方式，尤其涉及一种llc谐振变换器同步整流管的控制系统。

背景技术：

随着电源技术的不断发展，llc谐振变换器逐渐成为一种被人们认可的电源拓扑。它具有先天的原边功率管的zvs导通以及同步整流管的zcs关断优势，使其能够比其他传统的拓扑达到更高的效率。但是当llc谐振变换器工作在低压大电流输出时，由于整流二极管较大的导通阻抗，使其损耗大幅增加，从而工作效率降低。同步整流技术的提出，通过采用功率管的导通代替二极管，由于功率管的导通阻抗比二极管小，在低压大电流条件下工作时，能够有效的提高llc变换器的工作效率。同步整流的方式主要有三类，包括通过采集流过同步整流管的电流，通过采集同步整流管的漏源电压vds(sr)确定同步整流管的体二极管的导通与否来控制同步整流管的开通与关断，以及目前应用比较广泛的通过采集同步整流管漏源电压vds(sr)的数字同步整流控制方式，这三种方式分别有以下特点：

(1)通过采集流过同步整流电流的方式，是最精确的控制方式，能够准确判断同步整流管的开通与关断，但是采集电流所用的采样电阻的损耗过大，而逐渐不被采用；

(2)通过采集漏源电压的方式，会导致同步整流管的关断点始终在体二极管的正向导通和反向导通两种状态之间来回切换，并且体二极管的导通会带来额外的导通损耗；

(3)采用微控制器mcu的数字同步整流技术能够实现同步整流管自适应导通的方式，但是在高频下，由于系统中由于寄生参数的影响会使采集的难度加大，导致误开通和误关断情况的发生。这些寄生参数会使同步整流管的开通和关断往往带着高频振荡信号的产生，使采样电路或微控制器的检测出现偏差，从而使对同步整流管的驱动产生错误的控制信号，影响变换器的工作状态，降低变换器的工作效率。

因此，当llc谐振变换器在较高频率下工作时，需要重点考虑同步整流管周围因器件封装和pcb布局产生的寄生电感和寄生电容等寄生参数的存在。设计一种抗噪声能力强，能根据振荡信号自适应控制的同步整流管控制系统是要解决的一大问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种llc谐振变换器同步整流管的控制系统，能够提高较高频率下llc谐振变换器的工作效率。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：一种llc变换器同步整流管的控制系统，其特征在于：包括两个结构相同的控制单元分别对两个同步整流管进行控制，每个同步整流管的控制单元均包括电压采样电路、高通滤波电路、pi补偿及有效值检测电路和以微控制器mcu为核心的控制电路；电压采样电路在副边同步整流管关断期间采集副边同步整流管漏源之间的电压vds(sr)，并将该电压信号转换成vsamp输出给高通滤波电路；高通滤波电路将vsamp中的直流量滤除，留下由于寄生电感和寄生电容谐振产生的振荡信号的交流分量vhp，并将此振荡信号的交流分量vhp输出给pi补偿及有效值检测电路进行补偿放大，处理后得到谐振抖动信号的有效值电平vsr，然后输出给以微控制器mcu为核心的控制电路；通过微控制器内部的的控制单元，比较vsr的当前值与上一次采集值之间的关系，之后通过定时器产生驱动信号driver改变同步整流管在下个周期中的导通时间，最终使同步整流管能够在最佳的关断点关断，实现同步整流管在最佳效率点工作。

所述电压采样电路包括电阻r1、电阻r2以及二极管db，电阻r1的一端连接电源电压vcc,电阻r1的另一端连接电阻r2的一端和二极管db的阳极，二极管db的阴极连接llc变换器副边侧其中一个同步整流管的漏极，电阻r2的另一端为电压采样电路的输出端。

所述高通滤波电路包括电阻r0和电容c0，电容c0的一端连接电压采样电路的输出端，电容c0的另一端连接电阻r0的一端并作为高通滤波电路的输出端，电阻r0的另一端接地。

所述pi补偿及有效值检测电路包括运算放大器opamp、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻rf、电容c1、电容cf和二极管d1，电阻r3的一端连接高通滤波电路的输出端，电阻r3的另一端与运算放大器opamp的异名端相连，电阻r4一端与运算放大器的同名端相连，电阻r4另一端接地，电阻rf与电容cf并联，并联后的一端连接运算放大器opamp的异名端，并联后的另一端连接运算放大器opamp的输出端并与二极管d1的阳极相连，电阻r5与电容c1并联，并联后的一端与二极管d1的阴极相连并作为pi补偿及有效值检测电路的输出端，电阻r5与电容c1并联后的另一端接地。

所述以微控制器mcu为核心的控制电路包括模数转换器adc、控制单元以及定时器timer，模数转换器adc的输入端连接pi补偿及有效值检测电路的输出端，模数转换器adc的输出与控制单元之间双向连接，控制单元的输出经过定时器timer输出后连接到llc谐振变换器副边侧其中一个同步整流管的栅极。

控制系统的控制过程如下：

(1)在同步整流管关断时，同步整流管的漏源电压vds(sr)经采样电路、高通滤波电路和pi补偿及有效值检测电路处理后输出，微控制器通过内部的模数转换器adc采集pi补偿及有效值检测电路的输出端电压vsr，并将此值经过微控制器的模数转换器处理之后转换成数字量，存入到微控制器的控制单元中，记为vsr0；

(2)在下一次同步整流管关断时，同样采集pi补偿及有效值检测电路的输出vsr，并将此值经过微控制器的模数转换器处理之后转换成数字量，存入到微控制器的控制单元中，记为vsr1；

(3)控制单元通过将(1)、(2)中采集到的数据vsr0、vsr1以及设定的阈值vth之间做比较，定义下个周期中同步整流管的导通时间，其中包括两个模式。其中，vth的值根据系统的具体工作状态而定，在正常的情况下，vth的值设为0。

1)当微控制器首次检测并判断得到电位关系vsr0>vsr1>vth时，控制单元会在下个周期的同步整流管导通时间上增加一段高电平时间δt，也就是延迟下一个周期同步整流管的关断时间，在当前比较完成后，控制单元用vsr1替换vsr0，进入下一个周期的采样准备阶段；直到达到判断条件当vsr0>vsr1＝vth时，控制单元就减少一段同步整流管导通时间δt，回到上一个状态，并在下一个周期中维持固定的导通时间不再改变。

2)当微控制器首次检测并判断得到电位关系vsr0＝vsr1＝vth时，控制单元就会在下个周期的同步整流管导通时间上减少一段高电平时间δt，也就是提前下一个周期同步整流管的关断时间，直到当达到判断条件vsr1>vsr0＝vth时，控制单元使下一个周期的同步整流管导通时间维持当前的不变。

(4)按照经过(3)中比较得到的判断结果，微控制器mcu通过设置内部定时器timer的值，产生驱动信号，从而定义下个周期中同步整流管的导通时间，实现控制功能。并且，微控制器mcu中的控制单元每隔10个变换器开关周期检测一次，查看判断条件是否仍然满足。如果满足，则继续按照原有的工作状态运行，如果已经不满足，则按照(3)中的控制过程重新检测并确定新的工作状态。

对经过外部电路处理后的llc谐振变换器同步整流管的漏源电压vds(sr)值进行采样时，利用微控制器mcu内部的定时器timer实现电压的精准采样，在每一个开关周期内通过定时器timer设置固定的时间长度，当定时器的下降沿到达时，微控制器进入中断处理，对pi补偿及有效值检测电路的输出进行采样。

本发明具有以下优点及显著效果：

(1)利用系统在较高频率下工作时，同步整流管周围寄生电感和寄生电容等寄生参数的存在，引起同步整流管在关断时漏源电压的振荡，实现同步整流管的正确驱动，使系统高效工作。

(2)利用高通滤波器和补偿电路，使采集到的漏源电压振荡信号经过处理之后，在同步整流管关断时的某一段时间内输出一个直流值，结果精确；并且在稳定状态下副边同步整流管具有固定的导通时间，不占用过多的微控制器mcu的资源，从而使mcu能够有更多的空间处理其他任务。

(3)利用微控制器mcu实现数字化控制，采用自适应同步整流算法，能根据负载或输入变化引起llc谐振变换器工作频率的变化，而实现同步整流管导通时间长短的自适应控制。

附图说明

图1是现有的同步整流llc谐振变换器的电路图；

图2是考虑寄生电感使同步整流管导通时间占空比丢失对比图；

图3是本发明提供的同步整流llc谐振变换器的数字控制系统方框图；

图4是本发明的电路原理图；

图5是本发明的电路工作过程示意图；

图6是本发明与传统同步整流方案的效率对比曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1，现有的同步整流llc谐振变换器的电路元件包括变压器原边的功率管m1、m2，谐振电容cr，谐振电感lr和励磁电感lm，变压器副边的同步整流管m3、m4，输出电容cf和负载r等。其中，d1、d2分别为功率管m1、m2的寄生二极管，c1、c2分别为m1、m2的寄生电容，d3、d4分别为同步整流管m3、m4的寄生二极管，c3、c4分别为同步整流管m3、m4的寄生电容。

如图2，当llc谐振变换器在低频和高频下工作时，寄生电感对同步整流管导通时间的影响对比。当llc谐振变换器工作在低频状态下，系统中的寄生电感很小，对系统的影响可以忽略不计，能够通过采集同步整流管漏源电压vds(sr)实现精确的控制，不会出现占空比丢失的情况；但是当工作在高频状态下，寄生电感对系统的影响变的很严重，采用传统的采集同步整流管漏源电压vds(sr)实现控制的方式，会使同步整流管提前关断，导致占空比丢失的情况，从而导致在同步整流管关断之后的一部分电流从其体二极管流过，额外的增加了体二极管的导通损耗，降低了系统的工作效率。另外，由于线路中寄生电感和寄生电容的存在，系统在高频下工作时，同步整流管两端的寄生电感会和邻近的寄生电容发生谐振，引起同步整流管漏源电压vds(sr)波形的振荡。

图3是本发明的同步整流llc谐振变换器的控制系统的方框图，其中包括采样电路1，高通滤波电路2，pi补偿及有效值检测电路3和以微控制器mcu为核心的控制系统4。采样电路1采集同步整流管漏源电压vds(sr)，并经过高通滤波电路2处理后留下寄生电感和寄生电容高频下的谐振信号，然后此信号经过pi补偿及有效值检测电路3后得到谐振信号放大的有效值电位，最后通过以微控制器mcu为核心的控制系统4后，经过微控制器内部的控制单元处理后，产生驱动信号，控制同步整流管的导通与关断。

如图4所示，采样电路1包括电阻r1，电阻r2和二极管db。用于采样llc谐振变换器的副边侧同步整流管的漏源电压vds(sr)，并经过处理后传送给高通滤波电路2。电阻r1的一端连接电源电压vcc,电阻r1的另一端连接电阻r2的一端和二极管db的阳极，二极管db的阴极连接llc变换器副边侧同步整流管m4(或m3)的漏端。

高通滤波电路2用于将采样电路输出的电压信号中的直流量滤除，留下由于寄生电感和寄生电容谐振产生的振荡信号的交流分量。其中电路元件包括电阻r0和电容c0，电容c0的一端连接电压采样电路中电阻r2的另一端，电容c0的另一端连接电阻r0的一端作为高通滤波电路2的输出端，而电阻r0的另一端接地。

pi补偿及有效值检测电路3用于将高通滤波电路输出的交流信号经过补偿放大后经过处理后得到有效值电平。包括运算放大器opamp，电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻rf，电容c1、电容cf，二极管d1，电阻r3的一端连接高通滤波电路的输出端，另一端与运算放大器opamp的异名端相连，电阻r4一端与运算放大器的同名端相连，另一端接地。电阻rf与电容cf并联，一端连接运算放大器opamp的异名端，另一端连接运算放大器opamp的输出端，并与二极管d1的阳极相连。电阻r5与电容c1并联，一端与二极管d1的阴极相连作为此电路的输出端，另一端接地。

以微控制器mcu为核心的控制电路4用于在每个周期同步整流管关断之后采集pi补偿及有效值检测电路3的输出vsr，并经过内部的adc和控制单元处理后输出驱动信号，控制同步整流管的开通与关断。包括模数转换器adc、控制单元以及定时器timer，模数转换器adc的输入端连接pi补偿及有效值检测电路的输出端，模数转换器adc的输出与控制单元双向连接，控制单元的输出经过定时器timer后输出连接llc谐振变换器副边侧同步整流管m4(或m3)的栅极。

图5是本发明提出的同步整流控制系统的控制方式工作原理图。llc谐振变换器在高频下工作，由于寄生电感和寄生电容的存在，会存在振荡。同步整流管漏源电压的振荡幅度与关断的早晚有很大的关系，当同步整流管关断较早时，由于此时流过同步整流管的电流仍然很大，这时关断就会引起巨大的同步整流管的漏源电压振荡幅度。当在流过同步整流管的电流较小时关断，振荡幅度就会明显降低。当在流过同步整流管的电流为0之后关断，基本不会引起同步整流管的漏源电压振荡。所以根据此原理，本发明的同步整流控制系统及控制方式的工作流程如下：

(1)在同步整流管关断时，同步整流管的漏源电压经采样电路、高通滤波电路和pi补偿及有效值检测电路处理后输出，微控制器通过内部的模数转换器adc采集pi补偿及有效值检测电路的输出端电压vsr，并将此值经过微控制器的模数转换器处理之后转换成数字量，存入到微控制器的控制单元中，记为vsr0；

(2)在下一次同步整流管关断时，同样采集pi补偿及有效值检测电路的输出vsr，并将此值经过微控制器的模数转换器处理之后转换成数字量，存入到微控制器的控制单元中，记为vsr1；

(3)控制单元通过将(1)、(2)中采集到的数据vsr0、vsr1以及设定的阈值vth之间做比较，定义下个周期中同步整流管的导通时间，其中包括两个模式。其中，vth的值根据系统的具体工作状态而定，在正常的情况下，vth的值设为0。

1)当微控制器首次检测并判断得到电位关系vsr0>vsr1>vth时，控制单元会在下个周期的同步整流管导通时间上增加一段高电平时间δt，也就是延迟下一个周期同步整流管的关断时间，在当前比较完成后，控制单元用vsr1替换vsr0，进入下一个周期的采样准备阶段；直到达到判断条件当vsr0>vsr1＝vth时，控制单元就减少一段同步整流管导通时间δt，回到上一个状态，并在下一个周期中维持固定的导通时间不再改变。

2)当微控制器首次检测并判断得到电位关系vsr0＝vsr1＝vth时，控制单元就会在下个周期的同步整流管导通时间上减少一段高电平时间δt，也就是提前下一个周期同步整流管的关断时间，直到当达到判断条件vsr1>vsr0＝vth时，控制单元使下一个周期的同步整流管导通时间维持当前的不变。

(4)按照经过(3)中比较得到的判断结果，微控制器mcu通过设置内部定时器timer的值，产生驱动信号，从而定义下个周期中同步整流管的导通时间，实现控制功能。并且，微控制器mcu中的控制单元每隔10个变换器开关周期检测一次，查看判断条件是否仍然满足。如果满足，则继续按照原有的工作状态运行，如果已经不满足，则按照(3)中的控制过程重新检测并确定新的工作状态。

以同步整流管m4为例，图5(a)假设为本次微控制器mcu采样到的vsr值，以及经过测试的同步整流管中流过电流id(m4)、漏源电压vds(m4)、栅驱动信号vgs(m4)也在图中显示出。当微控制器采集vsr值后，首先在内部转化为数字量，然后自动记为vsr1，并与上一次的采样值vsr0进行比较，当vsr1小于vsr0时，并与微控制器内部设定的阈值vth进行比较，当vsr1大于vth时，自动在下个周期的同步整流导通时间中增加一段时间δt(如图5(b)所示)，然后用当前的vsr1替换vsr0。其中，vth的值根据系统的具体工作状态而定，在正常的情况下，vth的值设为0。

同样，在图5(b)中，采集到的pi补偿及有效值检测电路的输出电位vsr的值，在微控制器内部转换为数字量，并记为vsr1与上个周期(也就是图5(a)中所示)的最新转换的vsr0进行比较，当vsr1小于vsr0且大于vth时，又会自动在下个周期的同步整流导通时间中增加一段时间δt(如图5(c)所示)，然后用当前的vsr1替换vsr0。

图5(c)和图5(b)的过程完全一样，在图5(d)中，微控制器采集的vsr1值转换为数字量后，与图5(c)中新产生的vsr0值进行比较，当vsr1小于vsr0，但是大于vth时，由微控制器设定的下个周期的同步整流管导通时间将不再增加，反而要减少一段导通时间δt，回到图5(c)的状态。因为图5(d)状态已经说明同步整流管的导通时间已经达到最大，不可以再增加，否则就会使延迟关断的时间更长，影响系统的性能。当回到图5(c)的状态后，微控制器每10个变化器的工作周期检测一次，观测同步整流管的导通时间是否因为外部条件的影响而发生改变。如果已经改变，则按照上述的控制过程调节，未改变则保持原有的状态，再过10个周期再检测一次，以此类推。

图6是本发明提出的同步整流控制系统及控制方式与传统的仅仅采样同步整流漏源电压的控制方式的效率比对图。从图中可以明显看出，本发明的同步整流控制系统及控制方式，与传统的控制方式中仅仅检测同步整流管的漏源电压，判断同步整流管的体二极管的导通与关断，而实现同步整流管的驱动不同。本发明提出的控制方式，能够有效的让同步整流管工作在最佳关断时间点及最佳效率点，从而有效的避免了体二极管的导通损耗，提高了系统的工作效率。