一种混合PWM控制方法及装置与流程

本发明涉及一种混合pwm控制方法及装置，属于新能源汽车技术领域。

背景技术：

随着新能源产业的商业化和国家对节能减排的要求，高压大功率电源逐渐成为电源发展的趋势。电力电子的应用朝着高集成度，高效率的方向发展，同时对电源的管理提出了更高的要求。

在新能源汽车车载充电的领域，三电平buck电路即三电平直流变换器是一种应用广泛的非隔离拓扑，其结构示意图如图1所示，包括两个分压电容c1和c2、两个功率开关q1和q2、两个续流二极管d1和d2以及滤波电感l1等器件。

当占空比d<0.5时，三电平直流变换器中各个器件的电流变化情况如图2所示，其工作过程如下：

1.q1导通，q2关断时，电容c1对电感l1和负载提供能量，电感电流呈现正斜率上升。

2.q1关断，q2关断时，电感电流呈现负斜率下降，电感l1给负载提供能量。

3.q1关断，q2导通时，电容c2对电感l1和负载提供能量，电感电流呈现正斜率上升。

4.上面的阶段循环。

当占空比d>0.5时，三电平直流变换器中各个器件的电流变化情况如图3所示，其工作过程如下：

1.q1导通，q2同时导通时，电源对电感l1和负载提供能量，电感电流呈现正斜率上升。

2.q1关断，q2还处于导通阶段，电感电流呈现负斜率下降，电感l1给负载提供能量。

3.q1再次导通，q2同时导通时，电源对电感l1和负载提供能量，电感电流呈现正斜率上升。

4.上面的阶段循环。

三电平buck的拓扑图可以推导出其传递函数为vo＝vin*d(ccm模式适用)，其中vin为输入电压，vo为输出电压。从传递函数可以得知，buck应用在输出宽范围的电源时，输出处于低压满载状态，其占空比会非常小，导通时间非常短。当其输出电压为最小值vomin时，此电压对应下的占空比是最小占空比dmin，最小占空比就意味着在低压满载的输出条件下，开通和关断的时间会有更大的瞬时电流，同时电感电流的有效值很大。假设输出电压为v1，输出功率为p1，在同样功率和电压条件下，设置不同的导通时间，当导通时间为ton1时，其峰值电流为ip1，有效值电流为rms1；当导通时间为ton2时，其峰值电流为ip2，有效值电流为rms2。由图4可以看出，导通时间小的控制得到的峰值电流远大于导通时间长的控制得到的峰值电流。

由三电平buck中开关损耗的公式p_swtich_loss＝0.5*vo*ip*(ton+toff)可以推导出，ton1开关期间的开关损耗远大于ton2开关期间的开关损耗。从导通损耗的公式p_con_loss＝rms^2*rdson，可以推导出导通时间小的控制得到的有效值电流远大于导通时间长的控制得到的有效值电流。综上分析，导通时间或者说占空比小的时候，开通和关断的峰值电流较大，会导致开通和关断损耗变大，同时电感的有效值电流也会较大。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种混合pwm控制方法及装置，用于解决变换器损耗较大的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种混合pwm控制方法，包括以下方案：

方法方案一：步骤如下：

实时检测变换器的输出电压和输出电流，进而计算出pi控制输出值；

对pi控制输出值进行判断，若判断出pi控制输出值小于第一控制参数且大于第二控制参数，则将变换器中开关管的开通时间设置为变换器的输出电压的函数以降低开关管的频率，其中变换器的输出电压越大，变换器中开关管的开通时间越大；

根据设置的变换器中开关管的开通时间对变换器进行控制。

方法方案二：在方法方案一的基础上，还包括若判断出pi控制输出值大于第一控制参数，则对变换器进行占空比pwm控制。

方法方案三：在方法方案一或二的基础上，还包括若判断出pi控制输出值小于第二控制参数，则对变换器进行占空比pwm控制。

方法方案四：在方法方案一或二的基础上，设置的变换器中开关管的开通时间的表达式为：

ton＝(vo-3)/c

其中，ton为设置的变换器中开关管的开通时间，vo为变换器的输出电压，c为相关系数，由电源的开关频率决定。

本发明还提供了一种混合pwm控制装置，包括以下方案：

装置方案一：包括处理器和存储器，所述处理器用于处理存储在所述存储器中的指令以实现以下方法：

实时检测变换器的输出电压和输出电流，进而计算出pi控制输出值；

对pi控制输出值进行判断，若判断出pi控制输出值小于第一控制参数且大于第二控制参数，则将变换器中开关管的开通时间设置为变换器的输出电压的函数以降低开关管的频率，其中变换器的输出电压越大，变换器中开关管的开通时间越大；

根据设置的变换器中开关管的开通时间对变换器进行控制。

装置方案二：在装置方案一的基础上，所述处理器还用于处理存储在所述存储器中的指令以实现以下方法：

若判断出pi控制输出值大于第一控制参数，则对变换器进行占空比pwm控制。

装置方案三：在装置方案一或二的基础上，所述处理器还用于处理存储在所述存储器中的指令以实现以下方法：

若判断出pi控制输出值小于第二控制参数，则对变换器进行占空比pwm控制。

装置方案四：在装置方案一或二的基础上，设置的变换器中开关管的开通时间的表达式为：

ton＝(vo-3)/c

其中，ton为设置的变换器中开关管的开通时间，vo为变换器的输出电压，c为相关系数，由电源的开关频率决定。

本发明的有益效果是：通过实时判断变换器pi控制输出值，当该pi控制输出值小于第一控制参数且大于第二控制参数时，则将变换器中开关管的开通时间设置为变换器的输出电压的函数以降低开关管的频率，此时对应的变换器输出电压比较低，负载较重，可以增加开通时间，同时控制降低了电源开关频率，开关频率的降低可以减小功率器件和磁性器件的损耗。

附图说明

图1是三电平变换器的拓扑结构；

图2是三电平变换器的拓扑结构在占空比小于0.5的波形分析图；

图3是三电平变换器的拓扑结构在占空比大于0.5的波形分析图；

图4是电感电流和占空比的关系示意图；

图5是本发明的混合pwm控制方法的流程图；

图6是纯pwm控制中电压和占空比的关系示意图；

图7是本发明的混合pwm控制方法中电压和占空比的关系示意图；

图8是混合pwm控制和频率的关系示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例对本发明进行进一步详细说明。

本发明提供了一种混合pwm控制装置，包括处理器和存储器，该处理器用于处理存储在存储器中的指令，用于实现一种混合pwm控制方法，该控制方法对占空比的控制有3段，三段之间的控制相互独立。其中，在0-k2段：进行pwm控制；在k2-k1段：进行调频+pwm控制；在k1段以后：进行pwm控制。在本实施例中，以三电平变换器为例，该混合pwm控制方法的流程图如图5所示，具体包括以下步骤：

(1)实时检测三电平变换器的输出电压和输出电流，进而计算出pi控制输出值。

在本实施例中，通过闭环检测和控制计算，得三电平变换器即buck电路中控制的pi输出值k0。当然，作为其他的实施方式，也可以采用其他的方法来获取pi控制输出值k0。

(2)对pi控制输出值进行判断，将pi控制输出值与系统设置的控制变量即第一控制参数k1和第二控制参数k2进行比较，进而根据比较结果，确定三电平变换器的控制方式，具体包括以下步骤：

1)将当前状态下的控制量即pi控制输出值k0与系统的设定值即系统设置的控制变量第一控制参数k1和第二控制参数k2进行对比。若当前的控制值k0大于k1和k2，那么执行单纯的占空比pwm控制。此时的控制对应的输出电压比较高，占空比较大，效率很高。

2)继续将当前状态下的控制量即pi控制输出值k0与系统的设定值即系统设置的控制变量第一控制参数k1和第二控制参数k2进行对比。若当前的控制值k0小于k1且大于k2，那么在dsp内部拟合函数，将三电平变换器中开关管的开通时间设置为三电平变换器的输出电压的函数以降低开关管的频率，其中三电平变换器的输出电压越大，三电平变换器中开关管的开通时间越大。

具体的，在本实施例中，设置的三电平变换器中开关管的开通时间的表达式为：

ton＝(vo-3)/c

其中，ton为设置的三电平变换器中开关管的开通时间，vo为三电平变换器的输出电压，c为相关系数，由电源的开关频率决定。

通过上述函数确认工作的导通时间和工作频率，此时对应的输出电压比较低，负载较重，此控制过程的实施可以将开通时间增加，同时控制降低了电源开关频率，开关频率的降低可以减小功率器件和磁性器件的损耗。

3)当输出电压的过低，且负载电流很小，如果继续执行上面的策略，那么开关频率变得非常低，电感的交流磁通密度过大，容易饱和，出现问题。所以，若当前的控制值小于k1且小于k2，此阶段采用占空比pwm控制。由于此时的负载较小，pwm控制所带来的损耗过大的问题可以忽略。

当采用单纯的pwm进行控制时，三电平变换器的输出电压vo与占空比d之间的变化曲线图如图6所示。当采用上述混合pwm控制方法进行控制时，三电平变换器的输出电压vo与占空比d之间的变化曲线图如图7所示，图8对应给出了混合控制pwm和频率之间的关系示意图。

本发明通过三段式混合控制模式，消除了纯pwm控制的局限性，提高了低电压满载输出状态的导通时间，降低buck的损耗，提升了效率，能够在输出低电压时，实现较高的效率。需要说明的是，上述的混合pwm控制方法及装置仅仅是以三电平变换器为例进行具体介绍，但并不局限于三电平变换器的应用，也适用于其他的变换器pwm控制中。