数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器的制作方法

本实用新型属于Buck变换器技术领域，具体涉及一种数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器。

背景技术：

如今CPU与显卡的性能越来越好，其功耗也变得越来越大，一台电脑的主板和显卡的功耗能达到几十到上百瓦，为了满足其供电低压大电流输出的特殊需求，对于其DC\DC变换器的性能提出了更加苛刻的要求，要求其效率较高，输出噪声较小以保证CPU工作的稳定性以及减少对周边器件工作的干扰。现有的低电压大电流输出的Buck变换器多采用降压控制器内部自带的误差放大器，但是由于降压控制器内部自带的误差放大器参考电压固定，无法实现输出电压宽范围的有效调节，输出电压纹波率大，使用效率低，因此，现如今缺少一种数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，能够根据实际需求自主设定参考电压，增加输出电压设定的灵活性，同时增设低通滤波电路，大大降低了开关频率的高频噪声。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其设计新颖合理，通过为Buck变换主电路外置控制电路实现单片机更加灵活地调节输出电压，保留了电流型控制的优点，舍弃了内部的误差放大器固定参考电压的局限。

为解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案是：数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：包括Buck变换主电路、用于控制所述Buck变换主电路调节电压输出的控制电路和为所述控制电路提供可调参考电压的单片机，所述Buck变换主电路包括依次连接的输入电压源、同步整流降压变换电路、低通滤波电路和输出电路，所述控制电路包括外置误差放大器和与外置误差放大器输出端相接的电压转电流电路，电压转电流电路的输出端与同步整流降压变换电路相接，单片机的输出端和输出电路的输出端均与外置误差放大器的输入端相接。

上述的数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：所述同步整流降压变换电路包括降压控制器LM5117、MOSFET管Q1和MOSFET管Q2，所述降压控制器LM5117的第1管脚分两路，一路经电阻R1与两端接口J1的一端相接，另一路经电阻R2与两端接口J1的另一端相接，两端接口J1的一端与VCC电源端相接，两端接口J1的另一端接地，所述降压控制器LM5117的第18管脚经电阻R4与MOSFET管Q1的栅极相接，MOSFET管Q1的源极与VCC电源端相接，MOSFET管Q1的漏极与MOSFET管Q2的源极相接，MOSFET管Q2的栅极经电阻R6与降压控制器LM5117的第15管脚相接，MOSFET管Q2的漏极经电阻R9接地，MOSFET管Q1的漏极和MOSFET管Q2的源极的连接端与降压控制器LM5117的第17管脚相接。

上述的数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：所述输入电压源连接在所述两端接口J1上。

上述的数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：所述低通滤波电路为二级滤波器，所述二级滤波器包括电感L1、电感L2、电容C7和电容C8，所述电感L1的一端与降压控制器LM5117的第17管脚相接，电感L1的一端经电感L2与电容C8的一端相接，电感L1和电感L2的连接端与电容C7的一端相接，电容C7的另一端和电容C8的另一端均经电阻R11与降压控制器LM5117的第13管脚相接。

上述的数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：所述输出电路包括串联连接的电阻R5和电阻R10，所述串联连接的电阻R5和电阻R10的一端分两路，一路与电感L2和电容C8的连接端相接，另一路与两端接口J2的一端相接；所述串联连接的电阻R5和电阻R10的另一端分两路，一路与两端接口J2的另一端相接，另一路接地。

上述的数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：所述外置误差放大器包括电压调节芯片LM358，所述电压调节芯片LM358的第5管脚分两路，一路经电阻R13与电阻R5和电阻R10的连接端相接，另一路经电阻R14接地；所述电压调节芯片LM358的第6管脚与单片机的AD管脚相接。

上述的数控可调式低电压大电流输出的Buck变换器，其特征在于：所述电压转电流电路包括三极管Q3，所述三极管Q3的基极与所述电压调节芯片LM358的第7管脚相接，三极管Q3的集电极经电阻R12接VCC电源端，三极管Q3的发射极分三路，一路经电阻Rramp1与降压控制器LM5117的第17管脚相接，另一路经电容C ramp1接地，第三路与降压控制器LM5117的第11管脚相接。

本实用新型与现有技术相比具有以下优点：

1、本实用新型采用同步整流降压变换电路和低通滤波电路的组合实现输入电压源的降压，电路设计简单，减弱开关频率的高频噪声，便于推广使用。

2、本实用新型通过外置控制电路实现对输出电压的调节，采用反馈的形式采集输出电压，调节同步整流降压变换电路驱动波形占空比，通过单片机实现宽范围的设定参考电压，控制电路中采用电压转电流电路保留了电流型控制的优点，可靠稳定，使用效果好。

3、本实用新型设计新颖合理，输出电压调节范围宽，输出电压纹波率低，整机效率高，便于推广使用。

综上所述，本实用新型设计新颖合理，通过为Buck变换主电路外置控制电路实现单片机更加灵活地调节输出电压，保留了电流型控制的优点，舍弃了内部的误差放大器固定参考电压的局限。

下面通过附图和实施例，对本实用新型的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本实用新型的电路原理框图。

图2为本实用新型外置误差放大器和电压转电流电路的电路连接关系示意图。

图3为本实用新型Buck变换主电路的电路原理图。

附图标记说明:

1—输入电压源； 2—同步整流降压变换电路；

3—低通滤波电路； 4—输出电路； 5—外置误差放大器；

6—电压转电流电路； 7—单片机。

具体实施方式

如图1所示，本实用新型包括Buck变换主电路、用于控制所述Buck变换主电路调节电压输出的控制电路和为所述控制电路提供可调参考电压的单片机7，所述Buck变换主电路包括依次连接的输入电压源1、同步整流降压变换电路2、低通滤波电路3和输出电路4，所述控制电路包括外置误差放大器5和与外置误差放大器5输出端相接的电压转电流电路6，电压转电流电路6的输出端与同步整流降压变换电路2相接，单片机7的输出端和输出电路4的输出端均与外置误差放大器5的输入端相接。

如图3所示，本实施例中，所述同步整流降压变换电路2包括降压控制器LM5117、MOSFET管Q1和MOSFET管Q2，所述降压控制器LM5117的第1管脚分两路，一路经电阻R1与两端接口J1的一端相接，另一路经电阻R2与两端接口J1的另一端相接，两端接口J1的一端与VCC电源端相接，两端接口J1的另一端接地，所述降压控制器LM5117的第18管脚经电阻R4与MOSFET管Q1的栅极相接，MOSFET管Q1的源极与VCC电源端相接，MOSFET管Q1的漏极与MOSFET管Q2的源极相接，MOSFET管Q2的栅极经电阻R6与降压控制器LM5117的第15管脚相接，MOSFET管Q2的漏极经电阻R9接地，MOSFET管Q1的漏极和MOSFET管Q2的源极的连接端与降压控制器LM5117的第17管脚相接。

实际使用中，同步整流降压变换电路2采用降压控制器LM5117，降压控制器LM5117是一款同步降压控制器，适用于高电压或各种输入电压的降压型稳压器应用，具有5.5V至65V宽工作电压范围，稳定的3.3A峰值栅极驱动，自适应死区时间输出驱动器控制，输出电流可达12A以上，降压控制器LM5117自带误差放大器，但是自带的误差放大器其内部的参考电压固定，本实施例中，采用外置的控制电路实现单片机更加灵活地调节输出电压，由于设置有外置误差放大器5，将降压控制器LM5117内部的误差放大器的输入端FB管脚直接接到参考地，使其输出饱和并维持在一个稳定的高电平。

本实施例中，所述输入电压源1连接在所述两端接口J1上。

实际使用中，需要输出电路4输出5V和12V电压，且可实现5V至12V的切换，本实施例中，由于本系统的输出可调，为了保证系统在所有工作情况下均能满足产品对纹波电压的要求，输出电感的值将在最大输出电压12V、最大负载电流5A的情况下设计，采用的输入电压源1为19V直流电源。

如图3所示，本实施例中，所述低通滤波电路3为二级滤波器，所述二级滤波器包括电感L1、电感L2、电容C7和电容C8，所述电感L1的一端与降压控制器LM5117的第17管脚相接，电感L1的一端经电感L2与电容C8的一端相接，电感L1和电感L2的连接端与电容C7的一端相接，电容C7的另一端和电容C8的另一端均经电阻R11与降压控制器LM5117的第13管脚相接。

现有的Buck变化器在输出一般采用单级低通LC滤波器，由于寄生参数的存在，使得在高频段，单级低通LC滤波器变为一个高通滤波器，这种类型的功率输出滤波器就不能有效地衰减高频的开关噪声，实际使用中，低通滤波电路3为二级滤波器，电感L2的电感值远远小于电感L1，且在高频下有很小的匝间电容，电容C8的电容值也要小，且等效串联电感较小，基于这些要求，二级滤波器的电感一般选用铁氧体磁棒，电容一般选用独石电容或者BBC电容，这样将获得一个对高频噪声有很好抑制作用的低通滤波器，使输出纹波能达到很好的控制。

如图3所示，本实施例中，所述输出电路4包括串联连接的电阻R5和电阻R10，所述串联连接的电阻R5和电阻R10的一端分两路，一路与电感L2和电容C8的连接端相接，另一路与两端接口J2的一端相接；所述串联连接的电阻R5和电阻R10的另一端分两路，一路与两端接口J2的另一端相接，另一路接地。

实际使用中，采用电阻分压的方式将输出电压值反馈给外置误差放大器5。

如图2所示，本实施例中，所述外置误差放大器5包括电压调节芯片LM358，所述电压调节芯片LM358的第5管脚分两路，一路经电阻R13与电阻R5和电阻R10的连接端相接，另一路经电阻R14接地；所述电压调节芯片LM358的第6管脚与单片机7的AD管脚相接。

如图2所示，本实施例中，所述电压转电流电路6包括三极管Q3，所述三极管Q3的基极与所述电压调节芯片LM358的第7管脚相接，三极管Q3的集电极经电阻R12接VCC电源端，三极管Q3的发射极分三路，一路经电阻Rramp1与降压控制器LM5117的第17管脚相接，另一路经电容Cramp1接地，第三路与降压控制器LM5117的第11管脚相接。

本实用新型使用时，外置误差放大器5的反向输入端为单片机7提供的可变参考电压，外置误差放大器5的同向输入端为输出电压经过一个分压网络之后的电压信号，其输出的误差信号与三极管Q3相连，三极管Q3完成将该电压误差信号转换为变化的电流信号的作用，三极管Q3的发射级与电容Cramp1相连的，此时三极管Q3的输出电流与流过电阻Rramp1的电流同时给电容Cramp1充电，使电容Cramp1两端电压的变化率变化，当负载发生变化时，输出电压会出现相应的变化，若输出电压超过设定值后，外置误差放大器5的同向输入变大，外置误差放大器5的输出减小，相应地，电容Cramp1两端电压变化率降低，使电流信号更慢达到同步整流降压变换电路2的控制电压，状态翻转将因此延迟，输出PWM波占空比在此时得到调整，使输出电压重新跟踪设定值。

以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例，并非对本实用新型作任何限制，凡是根据本实用新型技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本实用新型技术方案的保护范围内。