一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器。

背景技术：

全球一次性化石能源逐渐枯竭，且在使用过程中会产生温室气体、空气污染等一系列环境问题，为缓解以上问题，光伏、燃料电池等绿色能源并网发电受到了广泛重视。然而这些能源的输出电压普遍较低，因此在低压可再生能源并网发电系统中需要具有高升压功能的直流功率变换器。而传统Boost变换器易受电路寄生参数的限制，升压增益特性受限。

现有技术中，采用三绕组耦合电感实现的交错并联DC/DC变换器能够取得高电压增益，同时还具备低输入电流纹波、低开关器件电压应力、高转换效率等特点，正成为近年来研究的热点之一。其中，现有的非隔离型三绕组耦合电感交错并联DC/DC变换器每相中将耦合电感其中一个副边与另一耦合电感的一个副边直接相连接，再与电容、二极管、开关管构成倍压回路，提高了电压增益，减小了输入、输出电流纹波，还具有良好的自动均流能力，然而该种类型的变换器工作状态受到占空比限制，需工作在占空比大于0.5的开关状态，实际应用中受到诸多因素的影响，占空比的适用范围进一步受到限制，无法广泛适用；而如果采用独立的启动控制电路使两开关管同步运行来降低输入浪涌电流，不仅增加了变换器控制的复杂性，而且限制了电压增益调节的灵活度，降低了变换器的动态性能。

中国发明专利，公布号：103618446A，公开日：2014年3月5日，该发明公开了一种带耦合电感和开关电容的无源箝位并联型升压变换器，包括两个功率开关管、两个续流二极管、两个开关电容、两个输出二极管、一个输出电容、两个箝位二极管、两个箝位电容和两个三绕组耦合电感。利用两个三绕组耦合电感的漏感来实现功率开关管的零电流开通，并控制二极管中电流下降速率，从而解决二极管在关断时的反向恢复问题。利用箝位二极管和箝位电容组成无源电路实现了功率开关管的软关断和漏感能量的无损转移，其中箝位二极管不串联在功率回路中，可减少二极管的导通损耗，箝位电容交错放置，实现了两个交错支路的电流均衡。利用两个三绕组耦合电感的第二、三绕组实现了变换器的高增益输出，整个变换器功率损耗小，结构简洁。其不足之处是，占空比可调范围小，若采用独立的启动控制电路增加了电路控制成本，应用范围窄。

技术实现要素：

1.发明要解决的技术问题

针对现有技术的直流变换器调节增益时存在占空比可控范围小的问题，本发明提供了一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器。它可以在较宽占空比范围内对增益进行调节，且具备自平衡能力。

2.技术方案

为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：

一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，电源U_in的正极与耦合电感T1的原边绕组电感L_1a同名端和耦合电感T2的原边绕组电感L_2a同名端连接，U_in的负极接地，其中，耦合电感T1的原边绕组电感L_1a的非同名端与电容C₁的一端、开关管S₁漏极和二极管D₁的阳极连接，开关管S₁源极接地，二极管D₁的阴极与电容C₂的一端、耦合电感T1的副边绕组电感L_1c的同名端连接，电容C₂的另一端接地，耦合电感T1的副边绕组电感L_1c的非同名端与二极管D₂的阳极连接，二极管D₂的阴极与二极管D_o2的阳极和耦合电感T2的副边绕组电感L_2b非同名端均连接；

电容C₁的另一端与耦合电感T1的副边绕组电感L_1b的同名端连接，耦合电感T1的副边绕组电感L_1b的另一端与二极管D_o1的阳极和二极管D₄的阴极连接，二极管D_o1的阴极与二极管D_o2的阴极、输出电容C_o的一端和电阻R的一端连接，输出电容C_o的另一端和电阻R的另一端均接地；

耦合电感T2的原边绕组电感L_2a非同名端与开关管S₂的漏极、电容C₃的一端和二极管D₃的阳极均连接，开关管S₂的源极接地，电容C₃的另一端与耦合电感T2的副边绕组电感L_2b的同名端连接，二极管D₃的阴极与电容C₄的一端和耦合电感T2的副边绕组电感L_2c的同名端连接，电容C₄的另一端接地，耦合电感T2的副边绕组L_2c的非同名端与二极管D₄的阳极连接。

优选地，开关管S₁和开关管S₂栅极的输入信号占空比为0-1。

3.有益效果

采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：

(1)本发明的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，实现了电压高增益变换，电压增益调节更加灵活；

(2)本发明的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，在占空比整个变化范围内(0<D<1)具备一致的电压增益，从而使得控制电路的实现更加简单；

(3)本发明的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，通过两组耦合电感的副边交叉跨接，支路电压和电流能够实现自动平衡；

(4)本发明的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，开关管电压应力大大降低，可采用低耐压等级和低导通电阻的高性能开关器件，降低了硬件成本；

(5)本发明的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，在输入侧采用了交错并联的结构，输入电流纹波得到了有效的抑制；

(6)本发明的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，在钳位电路的作用下，漏感能量被充分利用，降低了开关管电压尖峰，基于以上特点，该变换器在光伏、燃料电池等新能源发电领域有很好的应用价值。

附图说明

图1为本发明的电路结构图；

图2为本发明的电路结构图；

图3为本发明在占空比大于0.5时主要工作波形；

图4为本发明在占空比大于0.5时模态1的等效电路；

图5为本发明在占空比大于0.5时模态2的等效电路；

图6为本发明在占空比大于0.5时模态3的等效电路；

图7为本发明在占空比大于0.5时模态4的等效电路；

图8为本发明在占空比大于0.5时模态5的等效电路；

图9为本发明在占空比大于0.5时模态6的等效电路；

图10为本发明在占空比大于0.5时模态7的等效电路；

图11为本发明在占空比大于0.5时模态8的等效电路；

图12为本发明在占空比小于0.5时主要工作波形；

图13为本发明在占空比小于0.5时模态1的等效电路；

图14为本发明在占空比小于0.5时模态2的等效电路；

图15为本发明在占空比小于0.5时模态3的等效电路；

图16为本发明在占空比小于0.5时模态4的等效电路；

图17为本发明在占空比小于0.5时模态5的等效电路；

图18为本发明在占空比小于0.5时模态6的等效电路；

图19为200W的实验样机的开关驱动电压Ugs₁和漏感电流i_Lk1、i_Lk2波形；

图20为200W的实验样机的开关驱动电压Ugs₁、漏感电流i_Lk1和输入电流i_in波形；

图21为200W的实验样机的开关驱动电压Ugs₁、开关管S₁电压应力U_DS1和钳位电容C₂电压U_C2波形；

图22为200W的实验样机的二极管D₁、D₂电压应力U_D1、U_D2波形；

图23为本发明变换器的功率器件电压应力仿真图。

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。

实施例1

如图1所示，本实施例的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，电源U_in的正极与耦合电感T1的原边绕组电感L_1a同名端和耦合电感T2的原边绕组电感L_2a同名端连接，U_in的负极接地，其中，耦合电感T1的原边绕组电感L_1a的非同名端与电容C₁的一端、开关管S₁漏极和二极管D₁的阳极连接，开关管S₁源极接地，二极管D₁的阴极与电容C₂的一端、耦合电感T1的副边绕组电感L_1c的同名端连接，电容C₂的另一端接地，耦合电感T1的副边绕组电感L_1c的非同名端与二极管D₂的阳极连接，二极管D₂的阴极与二极管D_o2的阳极和耦合电感T2的副边绕组电感L_2b非同名端均连接；

电容C₁的另一端与耦合电感T1的副边绕组电感L_1b的同名端连接，耦合电感T1的副边绕组电感L_1b的另一端与二极管D_o1的阳极和二极管D₄的阴极连接，二极管D_o1的阴极与二极管D_o2的阴极、输出电容C_o的一端和电阻R的一端连接，输出电容C_o的另一端和电阻R的另一端均接地；

耦合电感T2的原边绕组电感L_2a非同名端与开关管S₂的漏极、电容C₃的一端和二极管D₃的阳极均连接，开关管S₂的源极接地，电容C₃的另一端与耦合电感T2的副边绕组电感L_2b的同名端连接，二极管D₃的阴极与电容C₄的一端和耦合电感T2的副边绕组电感L_2c的同名端连接，电容C₄的另一端接地，耦合电感T2的副边绕组L_2c的非同名端与二极管D₄的阳极连接，开关管S₁和开关管S₂栅极的输入信号占空比为0-1。

本发明采用两个三绕组耦合电感T1和T2，提出了一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器。该变换器在输入侧采用传统交错并联Boost变换器连接方式，降低了输入电流纹波。每个耦合电感的第三绕组跨接到另一相耦合电感的第二绕组和输出二极管之间，为其第二绕组与电容组成的准倍压单元充电提供流通途径，同时两耦合电感的副边进行了相互交叉耦合。由二极管和电容构成的无源吸收回路单元在开关管关断后，为漏感提供流通途径，释放在电容中的漏感能量再通过续流二极管向储能电容转移，充分利用了漏感能量且降低了开关管电压尖峰，提高了变换效率；该变换器可以工作在占空比的整个变化范围内(0<D<1)，同时在占空比的整个变换范围内电压增益保持一致，有利于对控制电路的实现。

实施例2等效电路结构

本实施例的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，其结构与实施例1相同，其等效电路结构如图2所示。

图2为本实施例提出的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，副边漏感折算到原边后的等效结构；该结构中共有T1、T2两个耦合电感，每个耦合电感有三个绕组，耦合电感T1的同名端用“*”表示，耦合电感T2的同名端用“·”表示。其中，L_1a、L_2a分别为耦合电感T1、T2原边绕组电感，L_1b、L_1c及L_2b、L_2c分别为耦合电感T1、T2副边绕组电感，L_1a、L_2a的匝数均为n₁，L_1b、L_2b的匝数均为n₂，L_1c、L_2c的匝数均为n₃，耦合电感T1、T2的匝比为N₁＝n₂/n₁，N₂＝n₃/n₁；L_m1和L_k1分别为耦合电感T1的励磁电感，耦合电感T1的原边漏感与副边折算到原边的总漏感；L_m2和L_k2分别为耦合电感T2的励磁电感，耦合电感T2的原边漏感与副边折算到原边的总漏感；C₁、C₃为储能电容，由钳位二极管D₁、D₃和钳位电容C₂、C₄构成了两组无源吸收回路单元，D₂、D₄为续流二极管，D_o1、D_o2为输出二极管；倍压单元1由电容C₁和耦合电感T1的副边绕组电感L_1b(是指耦合电感T1的第二绕组)构成的准倍压单元1及开关管S₁、S₂的钳位电容C₄和耦合电感T2的副边绕组L_2c(是指耦合电感T2的第三绕组)形成；倍压单元2由电容C₃和耦合电感T2的副边绕组电感L_2b(是指耦合电感T2的第二绕组)构成的准倍压单元2及开关管S₁、S₂的钳位电容C₂和耦合电感T1的副边绕组L_1c(是指耦合电感T1的第三绕组)形成；U_C1、U_C2、U_C3、U_C4分别为电容C₁、C₂、C₃、C₄两端电压，i_D1、i_D2、i_D3、i_D4分别为流过二极管D₁、D₂、D₃、D₄的电流，i_C2、i_C4分别为电容C₂、C₄流过的电流；U_DS1和i_S1分别为开关管S₁两端电压、流过开关管S₁的电流；i_Lk1、i_Lk2分别为第一相、第二相的输入电流，i_Do1、i_Do2分别为流过二极管D_o1、D_o2的电流，U_in为输入电压，U_o为负载R两端的电压，即输出电压。

实施例3工作原理(D>0.5)

本实施例中的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，开关管S₁和开关管S₂栅极的输入信号占空比D>0.5，本实施例中的变换器在D>0.5时的主要工作波形如图3所示，在一个开关周期中有8个工作模态，如图4-11所示。

模态1[t₀-t₁]

在t₀时刻，开关管S₁开始导通，S₂维持导通，二极管D₁、D₃、D₄和D_o2关断，D₂和D_o1导通，对应的等效电路如图4所示。此工作阶段中，第一相的钳位电容C₂与耦合电感T₁第三绕组串联向准倍压单元2(电容C₃和耦合电感T2的副边绕组电感L_2b构成)充电，充电电流与第二相输入电流共同流入开关管S₂。漏感(耦合电感T1的原边漏感与副边折算到原边的总漏感L_k1，耦合电感T2的原边漏感与副边折算到原边的总漏感L_k2)控制了副边绕组(耦合电感T1的第二绕组、耦合电感T1的第三绕组和耦合电感T2的第二绕组)电流的变化率，从而也控制了二极管D₂、D_o1关断电流的下降率，进而缓解了二极管D₂、D_o1的反向恢复问题。

模态2[t₁-t₂]

如图5所示，在这个阶段，开关管S₁、S₂同时处于开通状态，所有二极管均处于反向截止状态，电流流通路径如图5所示。在输入电源U_in的作用下，励磁电感L_m1、L_m2和漏感L_k1、L_k2充电储能，直到开关管S₂关断，该模态结束。

模态3[t₂-t₃]

结合图3和图6，在t₂时刻，开关管S₂关断，开关管S₁维持导通，二极管D₁、D₂和D_o1仍处于反向截止状态。由于在t₂时刻开关管S₂关断，漏感L_k2中存储的能量通过钳位二极管D₃向电容C₄充电。同时，励磁电感L_m2和储能电容C₃中的能量经输出二极管D_o2向负载侧传输。在这一阶段中，储能电容C₁充电储能。对应的等效电路如图6所示。

模态4[t₃-t₄]

结合图3和图7，在此模态中，开关管S₂继续关断，开关管S₁继续导通，二极管D₁、D₂和D_o1关断，二极管D₃零电流关断，D₄和D_o2仍导通，电流流通路径如图7所示。存储在励磁电感L_m2和电容C₃中的能量继续经输出二极管D_o2向负载侧传输。同时电容C₄中的能量经过二极管D₄向储能电容C₁转移。

模态5[t₄-t₅]

如图8所示，开关管S₂在t₄时刻开始导通，在此模态中开关管S₁继续导通。二极管D₁、D₂、D₃和D_o1关断，D₄和D_o2导通，准倍压单元1在第二相钳位电容C₄与耦合电感T2第三绕组的共同作用下充电储能，充电电流与第一相输入电流(漏感L_k1上流过的电流i_Lk1)共同流入开关管S₁。直至t₅时刻，流过二极管D₄、D_o2的电流降为零，此模态结束。

模态6[t₅-t₆]

该模态中，开关管S₁、S₂均处于导通状态，所有二极管均处于关断状态，如图9所示。励磁电感L_m1、L_m2和漏感L_k1、L_k2的电流i_Lk1、i_Lk2在输入电压U_in的作用下线性增加。

模态7[t₆-t₇]

由图10可以看出，在t＝t₆时刻，开关管S₁关断，开关管S₂继续导通，二极管D₃、D₄和D_o2关断，D₁、D₂和D_o1导通，存储在励磁电感L_m1和电容C₁中的能量经输出二极管D_o1向负载侧提供。同时，存储在漏感L_k1中的能量经过钳位二极管D₁传输到电容C₂中。二极管D₂导通，为准倍压单元2(由电容C₃和耦合电感T2的副边绕组电感L_2b构成)中的储能电容C₃充电提供流通路径。直到t₇时刻，此模态结束，进入下一模态。

模态8[t₇-t_0']

在此阶段中，开关管S₁关断，S₂导通，等效电路如图11所示，流经二极管D₁的电流降为零后自然关断，二极管D₃、D₄和D_o2关断，D₂和D_o1导通，电容C₃充电储能，励磁电感L_m1和电容C₁继续通过输出二极管D_o1向负载侧传递能量，准倍压单元2(由电容C₃和耦合电感T2的副边绕组电感L_2b构成)向储能电容C₃充电提供流通路径。

实施例4工作原理(D<0.5)

本实施例中的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器在D<0.5时的主要工作波形如图12所示，开关管S₁和S₂交错运行，其驱动信号相差180°相位角，在一个开关周期中有6个工作模态，如图13-18所示。

模态1[t₀-t₁]

如图13所示。该模态中，开关管S₁导通，S₂仍处于断态，二极管D₁、D₂和D_o1关断，D₃、D₄和D_o2导通。输入电源U_in向耦合电感T1的励磁电感L_m1和漏感L_k1充电，耦合电感T2的漏感L_k2中存储的能量通过钳位二极管D₃继续向电容C₄转移，耦合电感T1的励磁电感L_m2和储能电容C₃中的能量经输出二极管D_o2向负载侧传输。同时，二极管D₄导通，电容C₁充电储能。

模态2[t₁-t₂]

结合图12和图14，在t₁时刻，开关管S₁维持导通，开关管S₂继续关断。在此模态中，D₄和D_o2导通,二极管D₃零电流关断，二极管D₁、D₂和D_o1仍然处于反向截止状态。对应的等效电路如图14所示。

模态3[t₂-t₃]

结合图12和图15，开关管S₁和S₂均处于关断状态，二极管D₂、D₃和D₄均处于反向截止状态，二极管D_o1和D_o2导通，如图15所示。漏感L_k1中存储的能量通过钳位二极管D₁向电容C₂充电。在该模态中，输出二极管D_o1和D_o2导通，励磁电感L_m1和电容C₁中的能量通过D_o1向负载侧转移，励磁电感L_m2和电容C₃中的能量通过D_o2向负载侧转移。

模态4[t₃-t₄]

结合图12和图16，开关管S₂在t₃时刻开始导通，D_o2、D₃和D₄关断，在此模态中开关管S₁继续关断。漏感L_k1中存储的能量继续通过钳位二极管D₁向电容C₂充电，励磁电感L_m1和储能电容C₁中的能量继续经输出二极管D_o1向负载侧充电。同时，二极管D₂导通，电容C₃充电储能。对应的等效电路如图16所示。

模态5[t₄-t₅]

此模态对应的等效电路如图17所示。在t₄时刻开关管S₁仍处于关断状态，开关管S₂维持导通。二极管D₁零电流自然关断，二极管D_o2、D₃和D₄仍然处于反向截止状态，二极管D₂导通，电容C₃充电储能。

模态6[t₅-t₆]

结合图12和图18，该模态中，开关管S₁和S₂同时处于关断状态，二极管D₁、D₂和D₄均处于反向截止状态，二极管D_o1、D_o2和D₃导通。漏感L_k2中存储的能量通过钳位二极管D₃向电容C₄充电，存储在励磁电感L_m2和电容C₃中的能量经输出二极管D_o2向负载侧转移。

实施例5电压增益计算

为了简化分析，本实施例中的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，结构与实施例1相同，等效结构和图2相同，工作原理与实施例3和4相同，在以下分析中不计损耗且忽略耦合电感漏感的影响。

电压增益(D＞0.5)

当变换器工作在图5所示的模态2和图9所示的模态6时，输入电源U_in分别对励磁电感L_m1、L_m2充电：

U_Lm1＝U_Lm2＝U_in (1)

工作在图6所示的模态3和图10所示的模态7时，电容C₁、C₂、C₃、C₄的电压表达式为：

由(1)、(2)和(3)可得，该变换器输出电压的表达式：

变换器的电压增益：

电压增益(D<0.5)

根据图15和图18，可求出电容C₂、C₄两端的电压：

在图13中，开关管S₁导通，耦合电感T1处于储能阶段，根据图13可列出以下等式：

U_Lm1＝U_in(7)

根据(6)、(7)和(8)可得：

该变换器输出电压的表达式：

可得变换器的升压比为：

综上分析，可以看出该变换器在占空比整个变化周期内(0<D<1)，其电压增益表达式相同，因此有利于控制电路的实现。另外，该变换器的电压增益表达式有三个自由度，分别为占空比D和耦合电感T1和T2的匝比N₁及N₂，增加了增益调节的灵活度。

实施例6开关器件的电压应力

本实施例中的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，根据实施例3-5的分析，可推导出开关管S₁、S₂的电压应力：

钳位二极管D₁、D₃的电压应力：

续流二极管D₂、D₄的电压应力：

输出二极管D_o1、D_o2的电压应力：

在匝比N₁＝N₂＝1的情况下，各功率器件的电压应力与输出电压之比随开关管占空比的变化曲线如图23所示。可以看出，随着占空比的增加，各功率器件的电压应力均降低且总小于输出电压。特别是，开关管的最大电压应力低于输出电压的三分之一，有利于选择小功率高性能的开关器件。

实施例7自平衡能力分析

本实施例中的一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益DC/DC变换器，结构与实施例1相同，在实施例2-5的基础上，假设开关管S₁的占空比为D1，开关管S₂的占空比为D2，匝比N₁＝N₂＝N，当D1≠D2时，储能电容C₁、C₃两端电压分别为：

在开关管S₁关断，S₂导通期间，第一相输出电压为：

其中，U_{Lm1_discharge}表示耦合电感T1励磁电感L_m1的放电电压。

在开关管S₁关断，S₂导通期间，第二相输出电压为：

其中，U_{Lm2_discharge}表示耦合电感T2励磁电感L_m2的放电电压。

表1开关管占空比不对称时自动均流能力分析

由以上分析可知，在占空比不对称时，储能电容C₁、C₃两端的电压会随着占空比的变化自动调节，每相输出电压在输入电压和耦合电感原边及准倍压单元的共同作用下保持一致，使得两相输入电流能够保持自动平衡。

从表1的仿真分析可以看出，本实施例的变换器在占空比不对称时，具有较好的自动均流能力。每个耦合电感第三绕组交叉跨接到另一组耦合电感中，副边进行了相互交叉耦合，使得支路电流能够实现自动平衡。

实施例8性能验证

为了验证实施例1-6所提变换器的工作性能，本实施例搭建了一台200W的实验样机进行了验证。样机主要参数如表2所示。

表2各器件的选型

图19-22中横坐标代表时间t(10us/格)，每格代表10us；纵坐标代表电压或电流与各个参数的标示相对应，由图19和20可知，由于两个耦合电感的电流波形进行了交错运行，使得总输入电流i_in的纹波大大减小。图21为开关管S₁上的驱动信号U_gs1和其电压应力U_DS1波形及钳位电容C₂的电压U_C2波形，开关管S₁的电压应力U_DS1近似为输出电压U_o的1/4，实现了低电压应力功能，开关管S₁的两端电压几乎等于钳位电容C₂的电压，与理论分析较一致。图22为钳位二极管D₁和续流二极管D₂的电压应力U_D1、U_D2波形，可以看出钳位二极管D₁的电压应力U_D1约为输出电压Uo的1/4，二极管D₂的电压应力U_D2也低于输出电压U_o，实验结果较好地验证了该变换器的工作原理及其稳态特性。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。