新型准阻抗源级联升压变换器的制作方法

本实用新型涉及升压变换器领域，具体涉及一种新型准阻抗源级联升压变换器。

背景技术：

随着经济技术的发展，对生态和能源的关注也越来越高，DC-DC变换技术在电力系统中的用途也越来越广泛，BOOST电路是最实用的传统升压器拓扑，但是它只能输出有限的实用输出电压。当触发电路的开关管导通占空比非常接近1时，BOOST电路拓扑才能达到比较大的升压比，这样功率开关导通时间过长而截止时间过短，从而在信号控制、转换效率、器件散热等方面带来一系列的实际问题。

技术实现要素：

针对现有的升压电路存在的损耗高，效率低的问题，本实用新型提供了一种新型准阻抗源级联升压变换器。

本实用新型采用以下的技术方案：

新型准阻抗源级联升压变换器，包括升压变换器电路，所述升压变换器电路包括输入端和输出端，输入端的正负极之间依次串联有准阻抗源级联网路、二极管和滤波电容，滤波电容的正负极为输出端，所述准阻抗源级联网路通过第一双向开关与输入端的负极相连；

所述准阻抗源级联网路包括依次串联的第一电感、第二电容、第二电感、第三电容和第三电感，第一电感的正极与第二电感的正极之间连接有第一电容，第二电感的负极与第三电感的负极之间连接有第四电容，第一电感的负极与第二电感的正极之间连接有第二双向开关，第二电感的负极与第三电感的正极之间连接有第三双向开关。

优选地，所述第一电感、第二电感和第三电感的电感值相同。

优选地，所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的电容值相同。

优选地，所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容均为电解电容。

本实用新型具有的有益效果是：

本实用新型提供的新型准阻抗源级联升压变换器，利用第二双向开关和第三双向开关导通电阻较小，降低了系统的导通损耗，提高了电路的工作效率，且升压变换器电路电容两端的电压应力较小。升压变换器升压因子控制信号的占空比的关系不同于传统的Boost电路，该升压变换器电路在占空比接近0.33附近时可得到一比较大得电压增益，而传统的boost电路的占空比需要接近于1。本新型准阻抗源级联升压变换器具有输出电压增益大、效率高、实用性强等优点。

附图说明

图1为新型准阻抗源级联升压变换器的电路结构图。

图2为S1导通，S2和S3同时关断时的新型准阻抗源级联升压变换器的电路结构图。

图3为S1关断，S2和S3同时导通时的新型准阻抗源级联升压变换器的电路结构图。

图4为D＝0.25时输入和输出电压的仿真波形。

图5为四个电容两端电压相同时，输入电压和电容两端电压的仿真波形。

图6为Ui＝9v,D＝0.25时电路的输入与输出电压波形。

图7为Ui＝9v,D＝0.25时电路的输入与电容电压波形。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型进行具体的说明：

结合图1至图7，新型准阻抗源级联升压变换器，包括升压变换器电路，如图1所示，升压变换器电路包括输入端和输出端，输入端的正负极之间依次串联有准阻抗源级联网路、二极管D和滤波电容C_f，滤波电容的正负极为输出端，准阻抗源级联网路通过第一双向开关S1与输入端的负极相连。

其中，准阻抗源级联网路包括依次串联的第一电感L1、第二电容C2、第二电感L2、第三电容C3和第三电感L3，第一电感L1的正极与第二电感L2的正极之间连接有第一电容C1，第二电感L2的负极与第三电感L3的负极之间连接有第四电容C4，第一电感L1的负极与第二电感L2的正极之间连接有第二双向开关S2，第二电感L2的负极与第三电感L3的正极之间连接有第三双向开关S3。

其中，第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的电感值相同。第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4的电容值相同。第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4均为电解电容。

图1所示的新型准阻抗源级联升压变换电路用互补的PWM脉冲作为控制信号，开关S2和S3同步通断，一个开关周期内S2(S3)和S1互补导通。在一个开关周期内根据不同的电流方向电路有以下4种工作状态：

工作状态1：如图2所示，开关S2和S3同时关断，主开关S1导通，电源和级联型网络电容给电感充电，使电感中电流上升，L2两端电压为V_C1+V_C4+V_i，大于0；L3两端电压为V_C1+V_C3+V_i，也大于0。S2和S3各自反并联的二极管均承受反向电压截止。此时有:

v_L1＝v_C2+v_i+v_C4 (1)

v_L2＝v_C1+v_C4+v_i (2)

v_L3＝v_C1+v_C3+v_i (3)

v_o＝0 (4)

工作状态2：如图3，开关S2和S3同时导通，S1关断，级联型准阻抗源网络中的电感放电，电感中的电流降低，L2两端电压为-V_C2，小于0；L3两端电压为-V_C4，也小于0，此时电源V_i和级联型准阻抗源网络中的电感同时给电容充电以及给负载供电。此时有:

v_L1＝-v_C1 (5)

v_L2＝-v_C2＝-v_C3 (6)

v_L3＝-v_C4 (7)

v_o＝v_C1+v_C3+v_C4+v_i (8)

工作状态3：在状态2中，电感L2和L3中的电流降至0后，S1不动作，S2和S3会继续导通很短的一段时间，L2和L3中的电流分别由C2和C4提供，且反向增大。各电压关系式和状态2时是完全一样的。

工作状态4：电感L3和L2反向充电一段时间后，开关S2和S3同时关断，L2和L3中流过的电流I_L2和I_L3方向不变，S1两端积累的电压降低，当S1两端的电压降至0时，S1进入下一个循环周期的工作状态1，各电压关系式和状态1一样。

上述四种工作状态，分别工作在两大组双向开关互补的条件下，且每种开关状态下回路的电压关系相同。第一电感、第二电感、第三电感在一个工作周期内吸收和释放的能量相同。

如图4和图5，在Matlab/Simulink下给出了系统电路仿真参数L1＝L2＝L3＝150μH,C1＝C2＝C3＝C4＝400μF，C_f＝800uF，R＝30Ω，fs＝20kHz，Vi＝12V。给出了D＝0.25时仿真的波形，输入和输出电压波形如图4所示。四个电容两端电压相同，输入电压和电容两端电压如图5所示。

根据仿真来搭建实验电路，实物连接电路参数与仿真参数一致，如图7所示。控制信号采用了TMS320F2812产生互补的PWM信号，该驱动信号采用落木源KA962D驱动板，主电路的全控型开关采用了SGH80N60UFD Ultrafast IGBT，示波器测出了Ui＝9v,D＝0.25时候的实验波形如图6和7所示(输入5V/格、输出10V/格)。

电路的输入与输出电压波形如图6所示。

电路的输入与电容电压波形如图7所示。

实验过程中电路有损耗，误差在合理范围以内。示波器是实时采集，截取了稳定状态的波形，输出电压稳定在36v左右，电容电压稳定在9v左右，实验结果验证了仿真结果和理论分析的正确性。

当然，上述说明并非是对本实用新型的限制，本实用新型也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本实用新型的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本实用新型的保护范围。