双向变换器的制作方法

本实用新型涉及双向变换器领域，更具体地说，涉及一种具有新型谐振腔结构的双向变换器。

背景技术：

随着电动汽车及自动化行业的不断发展，越来越多应用场合要求实现双向能量传输。双向能量传输可由两个单向的功率变换器来实现，但是这种方式不仅功率密度低而且可靠性低，因此双向功率变换器应运而生。

相比于传统单向功率变换器，双向功率变换器虽然提高了功率密度，但是其效率等特性却会有所下降。基于此，实现高效率、高功率密度的双向功率变换器是当今电源行业所研究的重点之一。

如图1所示，是现有的降压/升压(Buck/Boost)变换器的电路拓扑图，该降压/升压变换器在降压时采用降压(Buck)拓扑，即开关管Q2保持关断，由PWM(plus width modulation，脉宽调制)波驱动的开关管Q1、电感L1、电容C2将电压V1降压为电压V2输出；在升压时采用升压(Boost)拓扑，即开关管Q1保持导通，由PWM波驱动的开关管Q2、电感L1、电容C2将电压V2升压为电压V1输出。该降压/升压变换器虽然可以实现双向的能量传输，但是这种变换器属于非隔离变换器，并且其单向只能实现升压或者降压中的一种，无法在单向上既实现降压又实现升压，应用场合较为局限。

如图2所示，是现有两级双向变换器的电路拓扑图。两级双向变换器的其中一级为降压/升压(Buck/Boost)非隔离结构(包括电感L1、开关管Q1、Q2、电容C3)，另外一级为隔离结构(包括隔离变换器)。两级双向变换器的降压/ 升压通常由Buck/Boost非隔离结构级实现。但该双向变换器由于采用两级结构，因此其体积较大，不利于功率密度的提升。

如图3所示，是现有双有源结构的两级双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q1～Q4组成的斩波电路和由开关管 Q5～Q8组成的斩波电路)，并通过斩波电路将两个电容C1、C2上的直流源转换为交流源作用于电感L1上，从而形成能量传输。但该双向变换器的元器件较多，不利于成本的控制。

如图4所示，是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q1～Q4组成的斩波电路和由开关管Q5～Q8组成的斩波电路)，且该双向变换器包括位于变压器T的两侧的谐振腔(由电感L1、L3、电容C3构成的谐振腔以及由电感L2、L4、电容C4构成的谐振腔)，其在正向和反向工作时都为典型的LLC串联谐振结构，可以实现全范围的软开关。但该双向变换器同样需使用较多元器件，不利于成本的控制。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题在于，针对上述变换器元器件较多、成本较高的问题，提供一种可实现双向升压/降压的变换器。

本实用新型解决上述技术问题的技术方案是，提供一种双向变换器，包括变压器以及谐振腔；所述谐振腔由正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路构成，且所述正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路串联连接到变压器的第一侧绕组；所述正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路具有一个共用电感，且所述共用电感的一端直接连接到变压器的第一侧绕组。

在本实用新型所述的双向变换器中，所述双向变换器还包括连接第一外接端子的第一斩波单元、连接第二外接端子的第二斩波单元；所述第一斩波单元经由谐振腔连接到所述变压器的第一侧绕组，且所述第二斩波单元连接到所述变压器的第二侧绕组。

在本实用新型所述的双向变换器中，所述第一斩波单元采用单桥臂斩波结构或H桥臂斩波结构；所述第二斩波单元采用单桥臂结构或H桥斩波结构。

在本实用新型所述的双向变换器中，所述正向LLC谐振电路由一个第一电感、一个第一电容及共用电感构成，所述反向LLC谐振电路由一个第二电感、一个第二电容及共用电感构成；所述第一电感、第一电容、第二电容和第二电感串联连接在第一斩波单元的第一接线端与变压器的第一侧绕组的第一接线端之间；所述共用电感的第一端连接到所述第一电容与所述第二电容的连接点，所述共用电感的第二端直接连接到第一斩波单元的第二接线端以及变压器第一侧绕组的第二接线端。

在本实用新型所述的双向变换器中，在能量由第一外接端子流向第二外接端子时，所述第一斩波单元的斩波频率大于：

其中，C₁为第一电容的容值，L₁为第一电感的电感量，L_m为共用电感的电感量。

在本实用新型所述的双向变换器中，在能量由第二外接端子流向第一外接端子时，所述第二斩波单元的斩波频率大于：

其中，C₂为第二电容的容值，L₂为第二电感的电感量，L_m为共用电感的电感量。

在本实用新型所述的双向变换器中，所述正向LLC谐振电路由第一电感、两个第三电容及共用电感构成，所述反向LLC谐振电路由第二电感、第二电容及共用电感构成；所述两个第三电容串联连接在第一外接端子的两个接线端之间；所述第一电感、第二电容、第二电感依次串联连接在两个第三电容的连接点与变压器的第一侧绕组的第一接线端之间；所述共用电感的第一端连接到第一电感和第二电容的连接点，且所述共用电感的第二端分别连接第一斩波单元的两个开关管的连接点以及变压器的第一侧绕组的第二接线端。

在本实用新型所述的双向变换器中，所述第二电感集成到所述变压器。

在本实用新型所述的双向变换器中，所述第一斩波单元和第二斩波单元分别具有滤波电容。

本实用新型的双向变换器具有以下有益效果：通过将正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路串联连接在变压器的一侧实现双向能量传输，不仅可减少元器件数量和提高功率密度，而且可提高传输效率。

附图说明

图1是现有的降压/升压变换器的电路拓扑图；

图2是现有两级双向变换器的电路拓扑图；

图3是现有双有源结构的两级双向变换器的电路拓扑图；

图4是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图；

图5是本实用新型双向变换器第一实施例的示意图；

图6是图5中双向变换器在正向工作时的波形示意图；

图7是本实用新型双向变换器第二实施例的示意图；

图8是本实用新型双向变换器第三实施例的示意图；

图9是本实用新型双向变换器第四实施例的示意图；

图10是本实用新型双向变换器第五实施例的示意图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

如图5所示，是本实用新型双向变换器第一实施例的示意图。本实施例中的双向变换器包括变压器T以及谐振腔51，且谐振腔51位于变压器T的一侧。上述谐振腔51由正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路构成，且正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路串联连接到变压器T的第一侧绕组；上述正向LLC谐振电路和反向LLC谐振电路具有一个共用电感Lm，且该共用电感Lm的一端直接连接到变压器T的第一侧绕组。

上述双向变换器还可包括连接第一外接端子V1的第一斩波单元、连接第二外接端子V2的第二斩波单元；上述第一斩波单元经由谐振腔51连接到变压器T的第一侧绕组，且第二斩波单元连接到变压器T的第二侧绕组。在正向传输时，能量从第一外接端子V1经谐振腔51和变压器T流到第二外接端子V2；反向传输时，能量从第二外接端子V2经变压器T和谐振腔51流到第一外接端子 V1。

上述第一斩波单元和第二斩波单元可均采用单桥臂斩波结构，即第一斩波单元包括两个开关管Q1、Q2，第二斩波单元包括两个开关管Q3、Q4。该第一斩波单元和第二斩波单元可分别具有连接在各自外接端子的滤波电容。

正向LLC谐振电路由一个第一电感L1、一个第一电容C1及共用电感Lm构成，反向LLC谐振电路由一个第二电感L2、一个第二电容C2及共用电感Lm构成；上述第一电感L1、第一电容C1、第二电容C2、第二电感L2依次串联连接在第一斩波单元的第一接线端(即两个开关管的连接点)与变压器T的第一侧绕组(例如图5所示的左侧)的第一接线端之间；共用电感Lm的第一端连接到第一电容C1与第二电容C2的连接点、第二端直接连接到第一斩波单元的第二接线端(即第一外接端子V1的负极)以及变压器T的第一侧绕组的第二接线端。在实际应用中，第一电感L1和第一电容C1的位置可互换，第二电容C2和第二电感L2的位置可互换。

在能量正向传输时，第一外接端子V1端的电容实现输入滤波，两个开关管Q1和Q2将输入电压斩成方波。第一电容C1、第一电感L1、共用电感Lm、第二电容C2和第二电感L2组成的谐振腔51将增加或者维持方波电压的幅值。变压器T将谐振腔51输出的电压进行降压或者升压，最后通过变压器第二侧 (副边)的第二斩波单元的两个开关管Q3和Q4同步整流成直流电压输出到第二外接端子V2，并由该第二外接端子V2处的电容实现输出滤波。

如图6所示，分别为开关管Q2源漏两极电压(即第一斩波单元的输出电压) 的波形、从第一电容C1和第一电感L1流出电流的波形(实线为从第一电容C2 流出电流的波形、虚线为从第一电感L1流出电流的波形)、从第二电容C2流出电流的波形。在上述过程中，第一电容C1、第一电感L1、共用电感Lm形成 LLC谐振，谐振腔51的增益主要由第一电容C1、第一电感L1、共用电感Lm来控制。此时谐振腔51有一个低频谐振频率点和一个高频谐振频率点，低频谐振频率点如计算式(1)所示：

高频谐振频率点如计算式(2)所示：

计算式(1)、(2)中，C₁为第一电容C1的容值，L₁为第一电感L1的电感量， L_m为共用电感Lm的电感量，即正向传输时双向变换器的调频范围为大于f_l，f的频率范围。该双向变换器采用以上的调频方式既可以控制变换器能量的正向流动，又可通过降低开关频率来增加输出电压，通过提高开关频率来降低输出电压。

在能量反向传输时，由第二外接端子V2处的电容实现输入滤波，第二斩波单元Q3、Q4和变压器T第二侧绕组将输入电压斩成方波。第一电容C1、第一电感L1、共用电感Lm、第二电容C2、和第二电感L2组成的谐振腔51将增加或者维持方波电压的幅值。最后第一斩波单元的两个开关管Q1和Q2将谐振腔51的输出电压进行半波整流形成输出电压并通过对应的电容进行输出滤波。在上述过程中，第二电容C2、第二电感L2和共用电感Lm构成LLC谐振，谐振腔 51的增益主要由第二电容C2、第二电感L2和共用电感Lm来控制。反向工作会产生高频、低频两个谐振频率点，低频谐振频率点如计算式(3)所示：

高频谐振频率点如计算式(4)所示：

上述计算式(3)、(4)中，C₂为第二电容C2的容值，L₂为第二电感L2的电感量。此时，调频范围一般为大于f_l，b的频率范围。该双向变换器采用以上的调频方式既可以控制变换器能量的反向流动，又可通过降低开关频率来增加输出电压，通过提高开关频率来降低输出电压。

如图7所示，上述正向LLC谐振电路中的第一电容可由两个容值为图5中的第一电容C1的容值一半的第三电容C31和C32构成，该两个第三电容C31和C32 串联连接在第一外接端子V1的两个接线端之间；第一电感L1、第二电容C2、第二电感L2依次串联连接在两个第三电容C31和C32的连接点与变压器T的第一侧绕组的第一接线端之间；共用电感Lm的第一端连接到第一电感L1和第二电容C2的连接点、且该共用电感Lm的第二端分别连接第一斩波单元的两个开关管Q1、Q2的连接点与变压器T的第一侧绕组的第二接线端。

此外，如图8所示，上述第一斩波单元可采用H桥斩波结构，第二斩波单元则采用单桥臂斩波结构，第一斩波单元经由谐振腔连接到变压器T的第一侧绕组，而第二斩波单元则连接变压器T的第二侧绕组，并通过该方式实现双向能量变换。

类似地，如图9所示，上述第一斩波单元和第二斩波单元可分别采用H桥斩波结构，第一斩波单元经由谐振腔连接到变压器T的第一侧绕组，而第二斩波单元则连接变压器T的第二侧绕组，并通过该方式实现双向能量变换。

如图10所示，上述第一斩波单元可采用单桥臂斩波结构，第二斩波单元则采用H桥斩波结构，第一斩波单元经由谐振腔连接到变压器T的第一侧绕组，而第二斩波单元则连接变压器T的第二侧绕组，并通过该方式实现双向能量变换。

在图5、7-10的实施例中的第二电感L2可集成到变压器T，从而省去一个电感元件。

以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用新型的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。