一种采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路的制作方法

本发明适用医疗器械技术领域，特别涉及一种采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路。

背景技术：

雾化吸入治疗由于其用药量小，毒副作用小的优势正被越来越多的医院和家庭所推崇。

网式雾化器是近年新出现的雾化器类型，压电陶瓷喷雾片作为核心部件，目前市面上所售的网式雾化器都是采用半波、脉冲波驱动喷雾，电路电气效率低，通过抬高驱动电压，来提高雾化速率，影响压电陶瓷喷雾片使用寿命。

本发明是基于压电陶瓷喷雾片的工作原理所设计的驱动电路,采用推挽变换器驱动压电陶瓷喷雾片，工作时变压器双向激磁，磁芯的利用率高，该驱动电路具有结构简单、效率高且动态响应好的优点,且输入输出经过电气隔离，安全性更好。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的问题，本发明提供了压电陶瓷喷雾片驱动电路，分为三个部分：单片机、推挽变换器和其他外围电路，最终用于驱动喷雾片工作，将药液雾化。本发明还提供了由单片机控制输出两路推挽PWM信号的方法，以及通过控制调压电路的输出，来调整压电陶瓷喷雾片电压驱动信号大小的方法。

为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路，其特征在于：包括所述单片机MCU 10产生两路推挽PWM信号1Gate1和Gate2，所述两路推挽PWM信号1的输出端接入推挽变换器2，推挽变换器2产生驱动电压信号11，驱动电压信号11输出端串联一储能电感L1，以驱动压电陶瓷喷雾片；所述推挽变换器2包括推挽开关电路13、尖峰吸收电路12和推挽变压器T1 4，所述推挽开关电路13包括MOS管 Q1、MOS管Q2，所述电压尖峰吸收电路，有一由电阻R1和电容C1组成，推挽变压器T1 4 电源输入端VIN接有LC滤波器5，所述LC滤波器5有一电感L2和电容C2、C3组成，所述 LC滤波器5输入端接有电流采样电路6，所述电流采样电路6的输入端，接到电源管理电路 7的输出端VCC，所述电源管理电路7输出端VCC还接有电压采样电路8，所述电源管理电路 7的反馈端接有电压调节电路。

上述的采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路，其进一特征在于：所述单片机MCU 10 产生两路推挽PWM信号1Gate1和Gate2，所述两路推挽PWM信号1Gate1和Gate2耦接于所述推挽开关电路13，及所述MOS管Q1的G极和MOS管Q2的G极；

所述推挽变压器T1 4初级绕组第二端接电源输入端VIN；所述的MOS管Q1的D极、MOS 管Q2的D极之间还串联有一所述尖峰吸收电路12；

所述推挽变压器T1 4次级绕组第一端串接一储能电感16，与压电陶瓷喷雾片17高端相连，推挽变压器T1 4次级绕组第二端与压电陶瓷喷雾片低端相连。

上述的采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路，其进一特征在于：所述推挽开关电路13耦接于所述推挽变压器T1 4的初级绕组；所述推挽变压器T1 4初级绕组的第一端和第三端分别接MOS管Q1的D极和MOS管Q2的D极，所述MOS管Q1的S极和MOS管Q2的S极分别接地。

所述尖峰吸收电路12，有一由电阻R1和电容C1组成，串联跨接与MOS管Q1的D极、 MOS管Q2的D极之间，用于去除推挽变压器T1(4)在MOS管Q1或MOS管Q2关断瞬间时产生的漏感尖峰。

所述推挽变压器T1 4初级绕组的第一端和第三端分别接MOS管Q1的D极、MOS管Q2的 D极，第二端接电源输入端VIN，电源输入端VIN接有LC滤波器5，LC滤波器5输入端接入电流采样电路6中、采样电阻RZ1一端，采样电阻RZ1的另一端接到电源管理电路7的输出端VCC。

所述的电源管理电路7的输出端VCC接有电压采样电路8、电流采样电路6，电源管理电路7的反馈端接有电压调节电路15，电压调节电路15通过单片机MCU10的PWM3端口控制电源管理电路7输出端VCC大小，进而调节压电陶瓷喷雾片17电压驱动信号的大小。

所述LC滤波器5有一电感L2和电容C2、C3组成，LC滤波器一方面为推挽变压器T1 4 提供一较大的交流阻抗，另一方面确保变压器副边输出完美的正弦波。

所述电流采样电路6通过采集电阻RZ1两端电压差，经过差分运算放大电路14转化为所需的电压信号，送入单片机MCU 10的AD2输入口；一方面，该电路可以检测当前回路电流大小，用以推算当前回路功耗；另一方面，当回路电流超出预设值时，及时关断两路推挽PWM 信号1输出。

所述电压采样电路8为采集当前电源管理电路7输出端VCC大小，经过分压接入单片机 MCU 10的AD1输入口，推算当前电压值；一方面，检测电源管理电路7当前输出电压VCC大小，用以推算当前回路功耗；另一方面，根据不同压电陶瓷喷雾片17所需驱动电压信号的不同，及时反馈给电压调节电路15，调整VCC输出。

本发明的采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路具有以下优点：

1、该驱动电路具有结构简单、电气效率高且动态响应好的优点,且输入输出经过电气隔离，安全性更好。

2、传统的压电陶瓷压电喷雾片驱动电路，电压驱动信号的调节需要调整变压器绕组匝数比，以及反馈电阻等，成本高、效率低，对不同压电陶瓷喷雾片的适用性差。本发明只需通过软件调节PWM3的频率或占空比，改变电压调压电路(15)输出电压大小，即可调节压电陶瓷喷雾片电压驱动信号的大小，成本低、效率高，并且电压驱动信号的大小在一定范围内，可任意调节；

附图说明

图1为本发明的电路示意框图。

图2为本发明的推挽变换器驱动电路的组成图。

图3为本发明的单片机MCU输出两路PWM驱动信号波形。

图4为本发明的PZT喷雾片两端电压驱动波形。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明是基于压电陶瓷喷雾片的工作原理所设计的驱动电路，根据目前压电陶瓷喷雾片驱动电路电气效率低、压电陶瓷片使用寿命短而设计，本发明可以为压电陶瓷喷雾片提供完美的正弦波或方波，同时提高电路电气效率，以及压电陶瓷喷雾片使用寿命。

图1为本发明的电路示意框图。

本实施例的采用单片机(简称单片机MCU)控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路，包括所述单片机MCU 10产生两路推挽PWM信号(1)Gate1和Gate2，所述两路推挽PWM信号1的输出端接入推挽变换器(2)，推挽变换器(2)产生驱动电压信号11，驱动电压信号11输出端串联一储能电感L1，以驱动压电陶瓷喷雾片；所述推挽变换器2包括推挽开关电路13、尖峰吸收电路12和推挽变压器T1 4，所述的推挽开关电路13包括MOS管Q1、MOS管Q2，所述的电压尖峰吸收电路，有一由电阻R1和电容C1组成，推挽变压器T1(4)电源输入端VIN接有LC 滤波器5，所述的LC滤波器5有一电感L2和电容C2、C3组成，LC滤波器5输入端接有电流采样电路6，电流采样电路6的输入端，接到电源管理电路7的输出端VCC，所述电源管理电路7输出端VCC还接有电压采样电路8，所述电源管理电路7的反馈端接有电压调节电路，所述单片机MCU 10为8051系列微控制器，如G80F960A。

本实施例中，推挽变换器的电源输入端VIN接有LC滤波器5，LC滤波器5输入端接入电流采样电路6中采样电阻RZ1一端，采样电阻RZ1的另一端接到电源管理电路7的输出端VCC，电源管理电路7的输出端VCC还接有电压采样电路8，电源管理电路7的输入端接电池18，电源管理电路7的反馈端接有电压调节电路15。

所述压电陶瓷喷雾片驱动电路包括：单片机MCU 10产生两路推挽PWM信号1Gate1和Gate2，所述的两路推挽PWM信号1Gate1和Gate2，耦接于所述推挽开关电路13，及所述 MOS管Q1的G极和MOS管Q2的G极。

所述的一种采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路还包括：推挽变压器T1(4)初级绕组第二端接电源输入端VIN；所述的MOS管Q1的D极、MOS管Q2的D极之间还串联有一尖峰吸收电路12。

所述一种采用单片机控制的压电陶瓷喷雾片驱动电路还包括：推挽变压器T1(4)次级绕组第一端串接一储能电感16，与压电陶瓷喷雾片17高端相连，推挽变压器T1(4)次级绕组第二端与压电陶瓷喷雾片低端相连。

推挽开关电路13：所述的推挽开关电路13耦接于所述推挽变压器T1(4)的初级绕组；所述推挽变压器T1(4)初级绕组的第一端和第三端分别接MOS管Q1的D极和MOS管Q2的D极，所述MOS管Q1的S极和MOS管Q2的S极分别接地。

尖峰吸收电路12：所述的尖峰吸收电路12，有一由电阻R1和电容C1组成，串联跨接与 MOS管Q1的D极、MOS管Q2的D极之间，用于去除推挽变压器T1(4)在MOS管Q1或MOS管 Q2关断瞬间时产生的漏感尖峰。

推挽变压器T1 4：所述的推挽变压器T1 4初级绕组的第一端和第三端分别接MOS管Q1 的D极、MOS管Q2的D极，第二端接电源输入端VIN，电源输入端VIN接有LC滤波器5，LC 滤波器5输入端接入电流采样电路6中、采样电阻RZ1一端，采样电阻RZ1的另一端接到电源管理电路7的输出端VCC。

电源管理电路7：所述的电源管理电路7的输出端VCC接有电压采样电路8、电流采样电路6，电源管理电路7的反馈端接有电压调节电路15，电压调节电路15通过改变单片机MCU 10的PWM3端口输出不同频率或占空比的PWM信号，来改变电压调节电路15输出端电压大小，进而控制电源管理电路7输出端VCC大小，从而调节压电陶瓷喷雾片17电压驱动信号的大小。

LC滤波器5：所述的LC滤波器5有一电感L2和电容C2、C3组成，LC滤波器一方面为推挽变压器T1(4)提供一较大的交流阻抗，另一方面确保变压器副边输出完美的正弦波。

电流采样电路6：所述电流采样电路6通过采集电阻RZ1两端电压差，经过差分运算放大电路14转化为所需的电压信号，送入单片机MCU 10的AD2输入口；一方面，该电路可以检测当前回路电流大小，用以推算当前回路功耗；另一方面，当回路电流超出预设值时，及时关断两路推挽PWM信号1输出，及过流、短路保护。

所述电压采样电路8为采集当前电源管理电路7输出端VCC大小，经过分压接入单片机 MCU 10的AD1输入口，推算当前电压值；一方面，可以检测电源管理电路7当前输出电压VCC 大小，用以推算当前回路功耗；另一方面，根据不同压电陶瓷喷雾片17所需驱动电压信号的不同，及时反馈给电压调节电路15，增加或降低VCC输出，调整VCC输出。

如图2为推挽变换器2驱动压电陶瓷喷雾片17的主电路图：此电路包括一个输入电压源 VIN，其正极与推挽变压器T1 4的原边绕组中心抽头连接，其负极连接到地；还包括以推挽方式连接的第一主功率MOS管Q1和第二主功率MOS管Q2，第一主功率MOS管Q1的D极与推挽变压器T1 4初级绕组的一端相连，S极连接到地；第二主功率MOS管Q2的D极与推挽变压器T1 4初级绕组的另一端相连，S极连接到地；Q1和Q2的G极分别连接单片机MCU 10的驱动信号输出端口Gate1和Gate2；推挽变换器2还接有一尖峰吸收电路12：所述的尖峰吸收电路12，有一由电阻R1和电容C1组成，串联跨接与MOS管Q1的D极、MOS管Q2的D极之间，用于去除推挽变压器T1 4在MOS管Q1或MOS管Q2关断瞬间时产生的漏感尖峰。

推挽变换器2的工作原理是：单片机MCU 10首先产生两路互补的PWM信号；再设置两路互补的PWM信号的占空比均为50％，这样就把互补的PWM信号变成了推挽PWM信号；通过调节死区时间的大小来使推挽PWM信号(1)的占空比在0～50％间变化，从而得到所要求的两路推挽PWM信号1Gate1和Gate2。两路推挽PWM信号1也可利用可编程数字信号处理芯片得出。

如图3所示为两个功率MOS管G极的驱动波形Gate1和Gate2，Gate1在t2～t3时段导通，Gate2在t4～t5时段导通，在这两个导通时段之间、还有一小段时间t3～t4两个开关管都不导通即“死区时间”。

为了避免开关管Q1和Q2在工作状态切换的过程中出现同时导通的情况，要求在开关管 Q1和Q2的控制过程中设置一定大小的“死区时间”，以保证两个管子不同时导通而发生电流倒灌。

推挽变换器2在工作的过程中，由驱动信号控制开关管Q1和Q2实现轮流导通，在开关管Q1导通的时间内，输入电压VIN通过开关管Q1加在推挽变压器T1(4)的原边绕组N2a，推挽变压器T1 4通过原边绕组N2a、副边绕组N1向负载提供能量。同理，当开关管Q1从导通状态切换为关断状态时，开关管Q2开始导通，此时输入电源VIN通过推挽变压器T1 4原边绕组N2b、副边绕组N1为负载提供能量。如此反复，在推挽变压器T1(4)的副边得到所需的电压驱动信号，供压电陶瓷喷雾片17工作。

如图4所示为本发明实际驱动电压信号波形，其中一实施案例。

以上所述仅为本发明之较佳实施例而已，并非以此限制本发明的实施范围，凡熟悉此项技术者，运用本发明的原则及技术特征，所作的各种变更及装饰，若无显著技术改变，皆应涵盖于本权利要求书所界定的保护范畴之内。