本实用新型涉及一种高频大功率模块电源，属于模块电源技术领域，适用于无人机270V高压直流供电系统。
背景技术：
目前，随着国内军用无人机市场的蓬勃发展，无人机发电供电技术发展迅速，无人机正朝着小型化，轻型化，续航能力持久方向发展，于是对无人机体积重量提出了更高的要求。
在现有技术中，适用于无人机供电的二次电源设计技术十分成熟，但是产品体积重量太大，严重影响了无人机飞行航程和使用寿命，且在传统开关电源驱动设计时有显著不足，在功率管的上升沿和下降沿处，驱动电流小、电压变换速率慢，会导致开关管电压和电流的交叠面积大，开关损耗高。
技术实现要素：
为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种高频大功率模块电源，该高频大功率模块电源通过提高开关频率和磁性元件设计，实现提高产品功率密度的目的，达到开关管所需驱动电流更小，开关速度更快的效果。
本实用新型通过以下技术方案得以实现。
本实用新型提供的一种高频大功率模块电源，包括全桥移相变换电路、功率变压器、输出滤波整流电路、辅助电源和控制电路，全桥移相变换电路、功率变压器和输出滤波整流电路依次连接，全桥移相变换电路分别与控制电路和辅助电源连接，控制电路分别与辅助电源和全波整流电路连接；
所述全桥移相变换电路包括由MOS管V1和MOS管V2构成的超前臂、MOS管V3和MOS管V4构成的滞后臂，超前臂与滞后臂之间串联有电感Ls和功率变压器，在MOS管V1和MOS管V2的源极之间串联有电容C5；
所述输出滤波整流电路包括二极管D1、二极管D2、电容C6、电感L和LC滤波器，二极管D1、二极管D2串联后组成全波整流电路，全波整流电路的前级接功率变压器，后级接LC滤波器。
所述全桥移相变换电路、功率变压器、输出滤波整流电路构成全桥移相功率变换电路，输出滤波整流电路为全波整流电路。
所述全桥移相变换电路还包括电容C1、电容C2、电容C3和电容C4，MOS管V1、MOS管V2、MOS管V3和MOS管V4的源极与漏极分别并联电容C1、电容C2、电容C3和电容C4。
所述电容C1、电容C2、电容C3和电容C4均为谐振电容，Ls为谐振电感，二极管D1、二极管D2均为整流二极管，电感L为滤波电感，电容C6为滤波电容。
所述功率变压器用于功率传递和电压转换，功率变压器的磁芯采用VAC公司的超微晶材料VITROPERM 500F系列磁芯，超微晶材料的饱和磁通密度为1.2T。
所述电容C5的前级接辅助电源，后级接地，电容C6的前级输出电压，后级接地。
所述控制电路还包括芯片U2、电容C16、电阻R19，芯片U2的EA引脚所在支路设有两个节点，一个节点上并联有电阻R13、电容C12和电容C14，另一个节点上并联有电阻R1、电阻R2和电容C7；
SS/DISB引脚接接电容C16后接地，在电容C16所在支路上设有节点，节点接PGND引脚，在PGND引脚所在支路上设有电容C20，VCC引脚接电源后接电容C20的后级；
CS引脚接ADS引脚，在ADS引脚所在支路设有节点，节点接电阻R19，电阻R19的后级接地。
所述芯片U2的DELCD引脚、DELAB引脚、RT引脚、CT引脚分别通过电阻R8、电阻R7、电阻R6、电容C8与GND引脚连接，REF引脚通过电容C6接地，REF引脚有一支路，通过电阻R3和电阻R9串接接地，电阻R3和电阻R9之间有一节点，引脚EAP与该节点连接，引脚EAOUT与引脚EAN之间通过由电容C12、电阻R13和电容C14组成的串并联电路相连，引脚EAN还有一支路，连接有由电阻R2、电阻R1和电容C7组成的串并联电路。
还包括高频驱动电路，高频驱动电路包括驱动芯片U3、驱动芯片U4、驱动芯片U5、驱动芯片U6、驱动变压器T3和驱动变压器T4；
所述驱动芯片U3、驱动芯片U4的IN引脚分别接芯片U2的OUTA、OUTB引脚，驱动芯片U3的两个OUT引脚均接驱动的变压器T3的2脚，驱动芯片U4的两个OUT引脚均接驱动的变压器T3的1脚；
所述驱动变压器T3的G1极、S1极接MOS管V1的栅极、源极，驱动变压器T3的G2极、S2极接MOS管V2的栅极、源极；
所述驱动芯片U5、驱动芯片U6的IN引脚分别接芯片U2的OUTC、OUTD引脚，驱动芯片U5的两个OUT引脚均接驱动的变压器T4的2脚，驱动芯片U6的两个OUT引脚均接驱动的变压器T4的1脚；
所述驱动变压器T4的G3极、S3极接MOS管V3的栅极、源极，驱动变压器T4的S4极、G4极接MOS管V4的栅极、源极。
所述芯片U2的型号为UCC1895，驱动芯片的型号为MIC4422。
本实用新型的有益效果在于：通过提高开关频率和磁性元件设计，实现提高产品功率密度的目的，且采用全桥移相功率变换电路拓扑，使得开关管所需驱动电流更小，开关速度更快。
附图说明
图1是本实用新型模块结构示意图；
图2是本实用新型全桥移相功率变换电路图；
图3是本实用新型控制电路图；
图4是高频驱动电路中驱动芯片U3和驱动芯片U4的电路图；
图5是高频驱动电路中驱动芯片U5和驱动芯片U6的电路图。
具体实施方式
下面进一步描述本实用新型的技术方案，但要求保护的范围并不局限于所述。
如图1和图2所示，一种高频大功率模块电源，包括全桥移相变换电路、功率变压器、输出滤波整流电路、辅助电源和控制电路，全桥移相变换电路、功率变压器和输出滤波整流电路依次连接，全桥移相变换电路分别与控制电路和辅助电源连接，控制电路分别与辅助电源和全波整流电路连接；
所述全桥移相变换电路包括由MOS管V1和MOS管V2构成的超前臂、MOS管V3和MOS管V4构成的滞后臂，超前臂与滞后臂之间串联有电感Ls和功率变压器，在MOS管V1和MOS管V2的源极之间串联有电容C5；
其中，两桥臂相对开关管的驱动PWM波相差一个相位，即移相角，通过移相角可调整功率变压器初级的占空比，进而改变输出端的电压。
所述输出滤波整流电路包括二极管D1、二极管D2、电容C6、电感L和LC滤波器，二极管D1、二极管D2串联后组成全波整流电路，全波整流电路的前级接功率变压器，后级接LC滤波器。
所述全桥移相变换电路、功率变压器、输出滤波整流电路构成全桥移相功率变换电路，输出滤波整流电路为全波整流电路。
所述全桥移相变换电路还包括电容C1、电容C2、电容C3和电容C4，MOS管V1、MOS管V2、MOS管V3和MOS管V4的源极与漏极分别并联电容C1、电容C2、电容C3和电容C4，用并联的电容来实现开关管的ZVS，其中，MOS管V1、MOS管V2二者互补导通，MOS管V3和MOS管V4亦互补导通，MOS管V1、MOS管V2的驱动信号分别超前MOS管V3和MOS管V4的驱动信号。
所述电容C1、电容C2、电容C3和电容C4均为谐振电容，Ls为谐振电感(包括功率变压器的漏感)，二极管D1、二极管D2均为整流二极管，电感L为滤波电感，电容C6为滤波电容。
所述功率变压器用于功率传递和电压转换，功率变压器的磁芯采用VAC公司的超微晶材料VITROPERM 500F系列磁芯，超微晶材料的饱和磁通密度高达1.2T，在高温下也能保持，另外铁损相对普通铁氧体也要小。
所述电容C5的前级接辅助电源，后级接地，电容C6的前级输出电压，后级接地。
所述控制电路还包括芯片U2、电容C16、电阻R19，芯片U2的EA引脚所在支路设有两个节点，一个节点上并联有电阻R13、电容C12和电容C14，另一个节点上并联有电阻R1、电阻R2和电容C7；
SS/DISB引脚接接电容C16后接地，在电容C16所在支路上设有节点，节点接PGND引脚，在PGND引脚所在支路上设有电容C20，VCC引脚接电源后接电容C20的后级；
CS引脚接ADS引脚，在ADS引脚所在支路设有节点，节点接电阻R19，电阻R19的后级接地。
所述芯片U2的DELCD引脚、DELAB引脚、RT引脚、CT引脚分别通过电阻R8、电阻R7、电阻R6、电容C8与GND引脚连接，REF引脚通过电容C6接地，REF引脚有一支路，通过电阻R3和电阻R9串接接地，电阻R3和电阻R9之间有一节点，引脚EAP与该节点连接，引脚EAOUT与引脚EAN之间通过由电容C12、电阻R13和电容C14组成的串并联电路相连，引脚EAN还有一支路，连接有由电阻R2、电阻R1和电容C7组成的串并联电路，如图3所示。
还包括高频驱动电路，高频驱动电路包括驱动芯片U3、驱动芯片U4、驱动芯片U5、驱动芯片U6、驱动变压器T3和驱动变压器T4；所述驱动芯片U3、驱动芯片U4的IN引脚分别接芯片U2的OUTA、OUTB引脚，驱动芯片U3的两个OUT引脚均接驱动的变压器T3的2脚，驱动芯片U4的两个OUT引脚均接驱动的变压器T3的1脚；所述驱动变压器T3的G1极、S1极接MOS管V1的栅极、源极，驱动变压器T3的G2极、S2极接MOS管V2的栅极、源极；所述驱动芯片U5、驱动芯片U6的IN引脚分别接芯片U2的OUTC、OUTD引脚，驱动芯片U5的两个OUT引脚均接驱动的变压器T4的2脚，驱动芯片U6的两个OUT引脚均接驱动的变压器T4的1脚；所述驱动变压器T4的G3极、S3极接MOS管V3的栅极、源极，驱动变压器T4的S4极、G4极接MOS管V4的栅极、源极；进一步地，控制电路输出四路PWM波，通过控制超前臂和滞后臂的对角线开关管移相导通和关断来实现全桥功率变换，采用恒频脉宽调制，结合谐振式零电压开关，提高高频工作效率。
所述芯片U2的型号为UCC1895，是美国TI公司生产的一种高性能电流/电压移相PWM控制器，驱动芯片的型号为MIC4422。
所述全桥移相变换电路实现ZVS软开关，通过全桥变换，得到脉宽可调的高频交流方波电压，该电路工作在零电压开关条件下，主功率管的耐压为输入直流母线电压，最高电压为330V，可选用600V的MOS管；输出滤波整流电路将功率变压器副边的高频交流方波电压整流和滤波，得到28.5V的直流电压，由于功率变压器副边为全波整流电路，二极管D1、二极管D2存在反向恢复时间，为减小共同导通损耗，必须选取反向恢复时间短的二极管。整流管上承受的最大反向压降为105V，由于漏感的存在，整流管在开关时会有一定的振荡尖峰，可以选用200V的整流管。
进一步地，以半个工作周期说明该电路的工作原理：
a)模态1：MOS管V1、MOS管V4导通且MOS管V2、MOS管V3截止，全桥左臂支路中点电压为Ec，右臂中点电压为0，变压器原边两端电压等于Ec，副边整流二极管D1导通，二极管D2截止，原副边电流线性增大，电网能量不断转化为磁能存储于电感线圈和送到负载；
b)模态2：MOS管V1截止，原边电感Ls的线圈中的电流不会突变，仍然维持原方向，超前臂并联电容C1、电容C2迅速充放电，它们与等效电感Ls串联谐振，使左臂中点电压快速降低，副边二极管D1继续正向导通，二极管D2关断；
c)模态3：谐振结束，电容C1、电容C2充放电完毕，MOS管V2体内二极管导通续流，二极管D2实现零电压开通；
d)模态4：MOS管V4截止，原边电流对电容C4、电容C3充放电，电容C3充电导致滞后臂中点电压由0变为正值，两桥臂输出电压反向，副边整流二极管D2开始导通，而此时二极管D1仍然导通，功率变压器副边绕组被钳位为1.4V，副边反射到原边的电感L被切断，使原边滞后臂参与电容C4、电容C3充放电的串联电感量剧减，只剩下Ls；
e)模态5：滞后臂谐振结束，MOS管V3体内二极管导通续流，为零电压开通创造条件；
f)模态6：MOS管V3零电压开通，此时MOS管V2、MOS管V3都已导通，原边电流按最大变化率下冲减小到0时，曾导通续流MOS管V2体内二极管、MOS管V3体内二极管自然关断，形成新的供电通路，负半周功率输出即将开始。