本实用新型涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种线补偿电路。本实用新型还涉及一种开关电源。
背景技术：
随着科学的发展和技术的进步，电子设备在人们的生活中的应用越来越广泛，便携式电子设备开关电源应运而生。
请参照图1，图1为一种开关电源的结构示意图。其中，CC/CV控制器101通过分压电阻R1和电阻R2采样输出电压，并将输出电压Vout与基准电压CVref的误差信号通过放大器放大后，直接控制与放大器连接的、作为可调电阻的NMOS，进而间接地控制光耦102的发光器，光耦102反馈到原边的PWM控制芯片103，原边的PWM控制芯片103再通过调节NMOS 104中的峰值电流，进一步控制板端输出电压Vout，其中，Vout＝CVref×(R1+R2)/R1。
为缩短电子设备的充电时间，便携式电子设备开关电源的充电电流可以达到1.8A以上。在充电的过程中，充电线上会产生压降Vcable(Vcable可以由充电线的电阻Rcable与充电线上的电流Iload的乘积计算得出，即：Vcable＝Iload×Rcable)，并且随着充电电流的变化，充电线上的压降也会随之变化，因此，当开关电源的输出电压Vout固定时，因为Vcable_end＝Vout-Vcable，线端电压(也即被充电端)的电压值Vcable_end会有显著的变化。
为补偿充电线上的压降，维持线端电压的稳定，CC/CV控制器中就需要集成具有线补偿功能的线补偿电路，其基本原理为：检测输出电流，随输出电流的增加提高板端输出电压，进而将线端电压维持在一个恒定的范围内。
请参照图2和图3，图2为现有技术中一种线补偿电路的结构示意图，图3为图2中电路对应的各信号的输出波形。如图2所示，放大器201正相输入端的输入信号为副边采样电压Load，副边采样电压Load与输出电流Iout成正比，即：Load＝Iout×Rsen×16，其中Rsen为采样电阻105的阻值；电流镜(Current Mirror)202的输出端电压CVref作为基准电压；缓冲器203的正相输入端的电压为固定参考电压Vref。由图2可以看出，当副边采样电压变化时，基准电压会随着副边采样电压同步快速变化。
如图3所示，当输出电流由满载切换至空载的时候，副边采样电压与输出电流同时变化，CC/CV控制器内部的基准电压会实时根据副边采样电压的变化做出相应的调整，也就是基准电压会随着副边采样电压的快速下降而快速下降，与此同时系统的输出电压由于输出电容106的作用处于缓慢放电的状态。由于Vctrl>CVref，CC/CV控制器的输出out为低电平，并经过光耦102传输到原边，使反馈引脚FB电压被拉低，当反馈引脚电压低于待机阈值时控制芯片103便停止输出。如果此时将输出电流切换至满载，基准电压随着副边采样电压的快速上升而快速上升，由于Vctrl<CVref，Out电位将上升，进而反馈引脚电压也会上升，但是从Out电位上升到反馈引脚电压上升至大于待机阈值(即原边控制芯片103开始输出)这一过程存在一定的延迟时间，在这段延迟时间内输出电压仅依靠输出电容106维持。如果延迟时间较长，那么就会造成输出电压产生较大的电压下冲。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的线补偿电路及开关电源，成为本领域的技术人员需要解决的问题。
技术实现要素：
本实用新型的目的是提供一种线补偿电路，在使用的过程中减小输出电压的下冲现象；本实用新型的另一目的是提供一种包括上述线补偿电路的开关电源，在使用时其稳定性提高。
为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种线补偿电路，应用于开关电源，所述线补偿电路包括放大器、可调电阻、第一电阻、第二电阻、电流镜和缓冲器，所述放大器的正相输入端与副边采样电压连接；所述可调电阻的第一端与所述电流镜的输入端连接，所述可调电阻的第二端分别与所述第一电阻的第一端和所述放大器的反相输入端连接；所述第一电阻的第二端接地；所述电流镜的输出端与所述第二电阻的第一端连接，其公共端输出基准电压；所述第二电阻的第二端与所述缓冲器的输出端连接；所述缓冲器的输入端与固定参考电压连接；所述线补偿电路还包括二极管、电容、第一NMOS、第一恒流源和用于输出脉冲信号的信号发生器，其中：
所述二极管的阳极与所述放大器的输出端连接，所述二极管的阴极分别与所述第一NMOS的漏极、所述可调电阻的控制端和所述电容的第一端连接；
所述电容的第二端接地；
所述第一NMOS的源极与所述第一恒流源的输入端连接，所述第一NMOS的栅极与所述信号发生器的信号输出端连接；
所述第一恒流源的输出端接地。
优选的，所述补偿线路还包括PMOS、第二恒流源、反相器和第二NMOS，其中：
所述PMOS的栅极与所述电容的第一端连接，所述PMOS的源极分别与所述第二恒流源的输出端和所述第二NMOS的漏极连接，所述PMOS的漏极接地；
所述第二NMOS的源极与所述第一恒流源的输入端连接，所述第二NMOS的栅极与所述反相器的输出端连接；
所述反相器的输入端与所述信号发生器的信号输出端连接。
优选的，所述补偿线路还包括第三NMOS和比较器，其中：
所述第三NMOS的漏极与所述电容的第一端连接，所述第三NMOS的源极与所述第一NMOS的漏极连接，所述第三NMOS的栅极与所述比较器的输出端连接；
所述比较器的正相输入端与所述放大器的反相输入端连接，所述比较器的反相输入端与所述放大器的正相输入端连接。
优选的，所述缓冲器为电压跟随器。
优选的，所述可调电阻为第四NMOS，则所述可调电阻第一端为所述第四NMOS的漏极；所述可调电阻第二端为所述第四NMOS的源极，所述可调电阻的控制端为所述第四NMOS的栅极。
优选的，所述脉冲的占空比为1/100。
优选的，所述电容的大小为15PF。
本实用新型还提供了一种开关电源，包括上述任一项中所述的线补偿电路。
本实用新型提供了一种线补偿电路，包括放大器、可调电阻、第一电阻、第二电阻、电流镜和缓冲器，还包括二极管、电容、第一NMOS、第一恒流源和信号发生器，二极管的阳极与放大器的输出端连接，二极管的阴极分别与第一NMOS的漏极、可调电阻的控制端和电容的第一端连接；电容的第二端接地；第一NMOS的源极与第一恒流源的输入端连接，第一NMOS的栅极与信号发生器的信号输出端连接；第一恒流源的输出端接地；信号放大器发射的信号为脉冲。
在本实用新型应用在开关电源中时，当输出电流由满载切换至空载时，副边采样电压会快速下降，同时电容会放电，由于二极管具有反向截止的特点，所以电容会通过第一恒流源放电；第一恒流源受第一NMOS的控制，通过设计使信号发生器发出的脉冲具有极小的CLK占空比，进而使第一恒流源具有极小的放电电流，降低电容的放电速率，使电容的端电压缓慢降低，也因此基准电压也会缓慢降低，从而使反馈引脚FB的电压缓慢下降，使反馈引脚FB的电压只是略低于待机阈值。当输出电流由空载再切换至满载时，反馈引脚FB的电压可以快速上升至待机阈值，从而大大缓解了输出电压的下冲现象。
本实用新型提供了一种包括线补偿电路的开关电源，提高了开关电源的稳定性。
附图说明
为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为一种开关电源的结构示意图；
图2为现有技术中一种线补偿电路的结构示意图；
图3为图2中线补偿电路对应的各信号的输出波形图；
图4为本实用新型提供的一种线补偿电路的结构示意图；
图5为图4中线补偿电路对应的各信号的输出波形图；
图6为本实用新型提供的另一种线补偿电路的结构示意图。
具体实施方式
本实用新型提供了一种线补偿电路，在使用的过程中减小输出电压的下冲现象；本实用新型还提供了一种包括上述线补偿电路的开关电源，在使用时其稳定性提高。
为使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
实施例一
请参照图4和图5，图4为本实用新型提供的一种线补偿电路的结构示意图，图5为图4中线补偿电路对应的各信号的输出波形图，该线补偿电路应用于开关电源，该线补偿电路包括：
放大器401、可调电阻404、第一电阻409、第二电阻410、电流镜408和缓冲器411，放大器401的正相输入端与副边采样电压连接；可调电阻404的第一端与电流镜408的输入端连接，可调电阻404的第二端分别与第一电阻409的第一端和放大器401的反相输入端连接；第一电阻409的第二端接地；电流镜408的输出端与第二电阻410的第一端连接，其公共端输出基准电压；第二电阻410的第二端与缓冲器411的输出端连接；缓冲器411的输入端与固定参考电压连接；该线补偿电路还包括二极管402、电容403、第一NMOS 405、第一恒流源406和用于输出脉冲信号的信号发生器407，其中：
二极管402的阳极与放大器401的输出端连接，二极管402的阴极分别与第一NMOS 405的漏极、可调电阻404的控制端和电容403的第一端连接；
电容403的第二端接地；
第一NMOS 405的源极与第一恒流源406的输入端连接，第一NMOS 405的栅极与信号发生器407的信号输出端连接；
第一恒流源406的输出端接地。
具体的，本实用新型应用于开关电源，当输出电流由满载切换至空载的时候，如图5所示，输出电流快速降低至零，由于副边采样电压与输出电流同步变化，所以副边采样电压也会迅速降低，需要说明的是，由于电容403的存在，基准电压不再与副边采样电压同步变化，而是与电容403端电压同步变化。副边采样电压迅速降低的同时电容403将放电，又因为二极管402具有反向截止的特点，故电容403只能通过第一恒流源406来放电，而电容403的放电速率直接影响到电容403端电压下降的速率，从而影响到基准电压的下降速率。如果基准电压的下降速率低于开关电源的输出电压的下降速率，就可以在一定程度上减缓反馈引进FB的电压下降速率，进而缓解输出电压的下冲现象。
可以理解的是，为了获得足够低的基准电压的下降速率，可以从两方面入手，一方面，电容403的容值足够大；另一方面，电容403的放电速率足够慢，也就是电容403的放电电流足够小。但是，由于实际情况的限制(例如电容403的体积)，电容403的容值不可能太大，因此，可以在电容403的容值一定的基础上，从放电电流的角度去考虑。
由上述可知，可以通过控制第一恒流源406，使其具有很小的放电电流，从而就可以使电容403的放电电流减小，进而减小电容403的放电速率，以及减小电容403端电压的下降速率，降低了基准电压的下降速率，进一步减缓反馈引脚FB的电压下降情况，最终可以缓解输出电压的下冲现象。
具体的，第一恒流源406受到第一NMOS 405的控制，当第一NMOS 405的栅极为高电平的时候第一恒流源406才能导通，电容403才能放电；信号发生器407的信号输出端与第一NMOS 405的栅极连接，通过设置信号发生器407输出的脉冲可以使其具有极小的CLK占空比duty，例如第一恒流源406的放电电流为Id，那么就可以获得电容403的极小的放电电流Idischarge(Idischarge＝Id×duty)，电容403端电压的下降速率将减小，使得基准电压的下降速率也跟着减小，进而使反馈引脚FB的电压的下降变得缓慢，最终反馈引脚FB的电压只是略低于待机阈值(此时反馈引脚FB的电压比同等条件下现有技术中的反馈引脚FB的电压高)。
在上述基础上，输出电流由空载再切换至满载时，输出电流会迅速升高，副边采样电压也会同步变化，此时反馈引脚FB的电压也会上升，由于反馈引脚FB的电压只是略低于待机阈值，所以反馈引脚FB的电压可以快速上升至大于待机阈值。
本实用新型提供了一种线补偿电路，包括放大器、可调电阻、第一电阻、第二电阻、电流镜和缓冲器，还包括二极管、电容、第一NMOS、第一恒流源和信号发生器，二极管的阳极与放大器的输出端连接，二极管的阴极分别与第一NMOS的漏极、可调电阻的控制端和电容的第一端连接；电容的第二端接地；第一NMOS的源极与第一恒流源的输入端连接，第一NMOS的栅极与信号发生器的信号输出端连接；第一恒流源的输出端接地；信号放大器发射的信号为脉冲。
本实用新型应用在开关电源中时，当输出电流由满载切换至空载时，副边采样电压会快速下降，同时电容会放电，由于二极管具有反向截止的特点，所以电容会通过第一恒流源放电；第一恒流源受第一NMOS的控制，通过设置使信号发生器发出的脉冲具有极小的CLK占空比，进而使第一恒流源具有极小的放电电流，降低电容的放电速率，使电容的端电压缓慢降低，也因此基准电压也会缓慢降低，从而使反馈引脚FB的电压缓慢下降，使反馈引脚FB的电压只是略低于待机阈值。当输出电流由空载再切换至满载时，反馈引脚FB的电压可以快速上升至待机阈值，从而大大缓解了输出电压的下冲现象。
实施例二
请参照图6，图6为本实用新型提供的另一种线补偿电路的结构示意图，该线补偿电路在实施例一的基础上：
作为优选的，补偿线路还包括PMOS 414、第二恒流源413、反相器415和第二NMOS 412，其中：
PMOS 414与电容403的第一端连接，PMOS 414的源极分别与第二恒流源413的输出端和第二NMOS 412的漏极连接，PMOS 414的漏极接地；第二NMOS 412的源极与第一恒流源406的输入端连接，第二NMOS 412的栅极与反相器415的输出端连接；反相器415的输入端与信号发生器407的信号输出端连接。
需要说明的是，在第一NMOS 405断开时，第一恒流源406的输入电压降为0，当第一NMOS 405导通瞬间第一恒流源406的放电电流Id会变大，直至第一恒流源406的输入电压超过其最低工作电压(约400mV),从而导致电容403的实际放电电流变大，在一定程度上使电容403的放电速度增大。
为了使第一恒流源406的放电电流Id稳定，需要使得第一恒流源406的输入电压稳定。为实现此目的，本申请在实施例一中的线补偿电路中增加PMOS 414、第二恒流源413、反相器415和第二NMOS 412。其中，PMOS 414作为源级跟随器起钳位作用，第二恒流源413电流大于第一恒流源406。当第一NMOS 405的栅极输入低电平，第一NMOS 405断开，此时信号发生器407通过反相器415输入到第二NMOS 412栅极的为高电平，第二NMOS 412导通，因此，第二恒流源413的输出端与第一恒流源406的输入端连接，由于PMOS 414的钳位作用，第一恒流源406的输入端的电压值可以保持稳定，始终超过其最低工作电压,进而使第一恒流源406的放电电流Id维持稳定，所以电容403的放电电流也可以维持稳定，使电容403具有稳定的、较小的放电速率。
作为优选的，补偿线路还包括第二NMOS 412和比较器418，其中：
第二NMOS 412的漏极与电容403的第一端连接，第二NMOS 412的源极与第一NMOS 405的漏极连接，第二NMOS 412的栅极与比较器418的输出端连接；比较器418的正相输入端与放大器401的反相输入端连接，比较器418的反相输入端与放大器401的正相输入端连接。
当负载增加时，电容403充电，由于通过第一NMOS 405的栅极与信号发生器407连接，所以可能会有脉冲通过第一NMOS 405的栅电容的耦合作用向电容403传递电荷，从而使得电容403中引入干扰信号。为了减小上述情况的发生，在电容403和第一NMOS 405之间设置了第二NMOS 412以及比较器418，只有在负载减小的情况下才允许电容403放电。
具体的，比较器418的正相输入端与放大器401的反相输入端连接，比较器418的反相输入端与放大器401的正相输入端连接。当负载增加时，副边采样电压增加，比较器418的反相输入端的电压大于比较器418的正相输入端电压，所以比较器418输出低电平，进而使得第二NMOS 412断开；而当负载减小时，副边采样电压减小，比较器418的反相输入端的电压小于比较器418的正相输入端电压，比较器418输出高电平，进而使得第二NMOS 412导通，电容403实现放电。所以，本实用新型实施例提供的线补偿电路中的第二NMOS 412和比较器418可以实现只有在负载减小的情况下才允许电容403放电，进而减小了电容403中引入干扰信号的可能。
作为优选的，缓冲器411为电压跟随器。
作为优选的，可调电阻404为第四NMOS，则可调电阻404第一端为第四NMOS的漏极；可调电阻404第二端为第四NMOS的源极，可调电阻404的控制端为第四NMOS的栅极。
作为优选的，脉冲的占空比为1/100。
当然，脉冲的占空比不仅可以设置为1/100，也可以为其他合适的数值，本实用新型实施例在此不做特别的限定，能实现本实用新型的目的即可。
作为优选的，电容403的大小为15PF
需要说明的是，电容403的大小不仅可以为15PF，还可以为其他合适的数值，本实用新型实施例在此不做特别的限定，可根据实际情况来定。
本实用新型还提供了一种开关电源，该开关电源包括上述实施例所述的线补偿电路。
需要说明的是，对于本实用新型提供的开关电源中的线补偿电路的介绍请参照上述电路实施例，本实用新型在此不再赘述。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。