本实用新型属于电子电表技术领域，具体涉及一种新型三相电能表电源电路。
背景技术：
目前三相电能表供电电源电路一般采用前端保护电路、三只线性变压器降压的方式作为电源，也有小部分用于二级市场或外贸市场的三相电能表采用三只安规电容的阻容降压方式作为电源的，然后将前述电源通过常用的整流电路、滤波电路、稳压电路、控制电路等组成三相电能表供电电源电路。但前面这两种以三只线性变压器降压和三只安规电容的阻容降压方式为电源形成的三相电能表供电电源电路，存在如下缺陷：
1.第一种方式即采用三只线性变压器降压的方式的电源，在实际生产使用时，因线性变压器的成本高，就导致生产采购、以及后期运行维护成本较高，线性变压器通电变压也会形成信号干扰源。而为了保证电能表能达到国家电网公司规定的电能表技术要求，只能增加变压器的铁芯要求较高，也就是需要采用转换效率和输出功率都较高的变压器，这样更加增加了变压器的使用成本；另外，采用三只变压器占用较大的PCB板面积，就需要加大PCB板尺寸面积，使得PCB板的成本也随之扩大；采用三只变压器增加了整个电能表产品的重量，就加大了运输的成本；采用三只变压器，当变压器工作时会产生电磁感应磁场，产生的感应磁场会对电能表内部的采样信号、计量芯片等产生干扰，从而影响电能表的计量准确度；
2.第二种方式采用三只安规电容阻容降压方式的电源，在实际生产使用时虽然能降低采购制造成本，但是采用安规电容的方式会增加产品的自身的整体功耗，影响使用寿命。采用安规电容降压的电源电路的安规电容其损耗角较大，特别在电网质量不好如不够稳定或容易产生谐波的电网中，安规电容非常容易发烫，更加加大了安规电容的损耗，降低了使用寿命，也就是安规电容的容值下降，最终导致降压值减小，小于或达不到计量芯片、单片机MCU等元器件正常工作电压。从而使电能表无法正常工作计量、死机等。
因此，现有的三相电能表供电电源电路存在较多的缺陷，还需要进行研究改进。
技术实现要素：
本实用新型的目的是为了解决上述问题，提供一种新型三相电能表电源电路。
为了达到上述实用新型目的，本实用新型采用以下技术方案：
一种新型三相电能表电源电路，包括依次连接的前端保护电路、整流电路、滤波电路、变压器输出电路。
进一步，所述整流电路包括4组二极管，任意一组二极管由两个二极管串联而成，两个二极管之间的连接线与所述三相电压中的任一相火线或零线连接。
进一步，所述滤波电路包括电容Cx1、共模电感L2、电容CP22，共模电感L2的输入端两侧之间串接所述电容Cx1，共模电感L2的输出端两侧之间串接所述电容CP22,共模电感L2的输出端两侧的其中一端接模拟地。
更进一步，所述共模电感L2的输出端两侧的另一端与接模拟地之间串接第一电阻，所述第一电阻两端分别与电解电容两端连接。
更进一步，所述第一电阻由电阻RP4、电阻RP5、电阻RP6、电阻RP7、电阻RP8、电阻RP9依次串联而成；所述电解电容包括电解电容CP27、电解电容CP28，所述电解电容CP27的两端分别与电阻RP4一端、电阻RP6一端连接，所述电解电容CP28两端分别与电阻RP7一端、电阻RP9一端连接。
进一步，所述变压器输出电路包括变压器T1,变压器T1输出端分为第一次级线圈及第二次级线圈两路；所述第一次级线圈一端与二极管DP13、电感L3串接，第一次级线圈另一端接485地；所述第二次级线圈一端与二极管DP12、电解电容CP31串接，所述第二次级线圈另一端与安规电容CP24、安规电容CP23串接。
更进一步，所述二极管DP13的两端串接电阻RP25、电容CP32；和/或，所述二极管DP13、电感L3之间的连接线任意两点上分别接电容CP12一端、电解电容CP30正极，电容CP12另一端、电解电容CP30负极接485地；和/或，所述二极管DP12两端串接电阻RP17、电容CP25。
进一步，所述变压器输出电路的输入端还连接有第一开关控制电路，所述第一开关控制电路控制所述变压器输出电路的输入电压。
更进一步，所述第一开关控制电路包括串接在开关管两个输入端之间的二极管DP9、电阻群，所述电阻群包括电阻RP24，电阻RP24两端外接电阻RP23，电阻RP23的端与NMOS的电源开关管QP1栅极、二极管DP10负极连接，所述NMOS的电源开关管QP1源极、二极管DP10正极连接；NMOS的电源开关管QP1漏极与二极管DP11正极、变压器T1初级线圈一端分别连接，二极管DP11负极与电容CP21、电阻RP15、电阻RP116三者并联的一节点连接，电容CP21、电阻RP15、电阻RP16三者并联的另一节点与开关管输入端、变压器T1初级线圈另一端分别连接。
更进一步，所述电阻群还包括依次串联的电阻RP10、电阻RP11、电阻RP12、电阻RP13，所述电阻RP13与所述电阻RP24串联。
进一步，所述变压器输出电路还与第二开关控制电路连接，所述第二开关控制电路控制所述变压器输出电路的电源输出。
更进一步，所述第二开关控制电路包括开关电源控制芯片UP1、光耦OPT1，开关电源控制芯片UP1与光耦OPT1输出端连接，所述光耦OPT1输入端的两侧串接电阻RP3，电阻RP3一端与电阻RP26、电容CP33、稳压二极管UP2负极、电容CP10分别连接；所述电容CP10与电阻RP21、电阻RP31串接后接485地，所述稳压二极管UP2正极接485地；所述稳压二极管UP2的公共端与第二开关控制电路电源输出端连接。
更进一步，还包括电阻RP14，电阻RP21、电阻RP31连接线外接电阻RP14一端，电阻RP14一端同时也与稳压二极管UP2的公共端连接，电阻RP14另一端与第二开关控制电路的电源输出端连接。
进一步，所述前端保护电路包括三个功率电阻RTa1、RTa2、RTa3，所述功率电阻RTa1、RTa2、RTa3分别与火线VA端、火线VB端、火线VC端连接。
进一步，所述前端保护电路还包括三个压敏电阻RVa1、RVa2、RVa3，所述压敏电阻RVa1一端、RVa2一端、RVa3一端分别与火线VA端、火线VB端、火线VC端连接，所述压敏电阻RVa1另一端、RVa2另一端、RVa3另一端与零线N连接。
本实用新型与现有技术相比，有益效果是：
1、采用本实用新型的电源电路，提高了整个电源的输出功率；
2、加大了电压适应范围；
3、提高了电源输出电压的稳定性；
4、提高了电源的安全性和可靠性；
5、电能表中采用本实用新型的的电源电路，相比于传统的电源电路，有效减轻了电能表的重量，减少了资源的浪费和运输成本；
6、有效地降低了电路及电能表产品的制造成本，提高了产品的质量和竞争力。
附图说明
图1是本实用新型的原理框图；
图2是本实用新型的前端保护电路图；
图3是本实用新型的整流电路图；
图4是本实用新型的滤波电路图；
图5是本实用新型的第一开关控制电路图；
图6是本实用新型的第二开关控制电路图；
图7是本实用新型的变压器输出电路图。
具体实施方式
下面通过具体实施例对本实用新型的技术方案作进一步描述说明。
如图1所示，本实施例公开了一种新型三相电能表电源电路，主要由前端保护电路、整流电路、滤波电路、变压器输出电路串联而成。
作为一种优选的实施方式，在变压器输出电路的输入端还连接有第一开关控制电路，所述第一开关控制电路控制所述变压器输出电路的输入电压；和/或，变压器输出电路还与第二开关控制电路连接，所述第二开关控制电路控制所述变压器输出电路的电源输出。
作为一种优选的前端保护电路设计，本实施例中的前端保护电路采用如图2所示的电路。前端保护电路包括三个功率电阻RTa1、RTa2、RTa3和三个压敏电阻RVa1、RVa2、RVa3，功率电阻RTa1、RTa2、RTa3分别与火线VA端、火线VB端、火线VC端连接，压敏电阻RVa1另一端、RVa2另一端、RVa3另一端与零线N连接；和/或，压敏电阻RVa1一端、RVa2一端、RVa3一端分别与火线VA端、火线VB端、火线VC端连接，所述压敏电阻RVa1另一端、RVa2另一端、RVa3另一端与零线N连接。
图2所示的前端保护电路利用三个压敏电阻RVa1、RVa2、RVa3使得电网具有浪涌电压防护功能，利用三个功率电阻RTa1、RTa2、RTa3使得电网具有过载保护功能。
本前端保护电路电网浪涌电压防护的技术指标：
浪涌抗扰度试验：线与线之间，正负4kV，阻抗2欧姆；
接地故障抑制试验：相电压10％过电压，接地故障时承受1.9倍额定电压。
本前端保护电路过载保护的技术指标：
整机功耗测试要求：不带模块，单相额定电压下，整机功耗小于0.4W，设计要求小于0.3W；
开关电源输出能力：15V/0.6A，9V/0.2A。
作为一种优选的整流电路设计，本实施例中的整流电路采用如图3所示的电路，整流电路包括4组二极管，四组二极管并联后输出，任意一组二极管由两个二极管串联而成，两个二极管之间的连接线与所述三相电压中的任一相火线或零线连接。具体为二级管D1与二级管D5连接线上一点、二级管D2与二级管D6连接线上一点、二级管D3与二级管D7连接线上一点、二级管D4与二级管D8连接线上一点分别接前端保护电路上的四根线的输出端。
图3所示的整流电路利用8个二极管的连接关系达到了整流目的，本电路的技术测
试指标，
接地故障抑制试验：相电压10％过电压，接地故障时承受1.9倍额定电压；
开关电源输出能力：15V/0.6A，9V/0.2A。
作为一种元件型号的较佳选择，本整流电路中的二极管采用EM516型号。
作为一种优选的滤波电路设计，本实施例中的滤波电路采用如图4所示的电路，滤波电路功能上属于开关控制电路输入端的，包括电容Cx1、共模电感L2、电容CP22，共模电感L2的输入端两侧之间串接所述电容Cx1，共模电感L2的输出端两侧之间串接所述电容CP22,共模电感L2的输出端两侧的其中一端接模拟地。共模电感L2的输出端两侧的另一端与接模拟地之间串接第一电阻，所述第一电阻两端分别与电解电容两端连接。其中，第一电阻由电阻RP4、电阻RP5、电阻RP6、电阻RP7、电阻RP8、电阻RP9依次串联而成，电解电容包括电解电容CP27、电解电容CP28，所述电解电容CP27的两端分别与电阻RP4一端、电阻RP6一端连接，所述电解电容CP28两端分别与电阻RP7一端、电阻RP9一端连接。
图4所示的滤波电路，电容Cx1选用CBB21(MPR)电容，0.22uF/1250V；共模电感L2，U9.8-25mH；CP22选用瓷片电容，1000pF/1kV。本电路主要利用电容Cx1、共模电感L2、电容CP22实现了抑制外部输入的高频脉冲信号及衰减线路自身工作时产生的EMI高频干扰；其测试的技术指标：射频传导骚扰抗扰度实验，测试频率为150kHz-30MHz。本电路中电阻RP4-9选用1206/1M，电解电容CP27-28选用33uF/400V，利用电阻RP4、电阻RP5、电阻RP6、电阻RP7、电阻RP8、电阻RP9和电解电容CP27、电解电容CP28形成一个滤波功能，对整流后的电压进行有效滤波；滤波的技术指标电压工作范围为99-475V。
作为一种优选的第一开关控制电路设计，本实施例中的第一开关控制电路采用如图5所示的电路，第一开关控制电路包括串接在开关管两个输入端之间的二极管DP9、电阻群，所述电阻群包括电阻RP24，电阻RP24两端外接电阻RP23，电阻RP23的端与NMOS的电源开关管QP1栅极、二极管DP10负极连接，所述NMOS的电源开关管QP1源极、二极管DP10正极连接；NMOS的电源开关管QP1漏极与二极管DP11正极、变压器T1初级线圈一端分别连接，二极管DP11负极与电容CP21、电阻RP15、电阻RP116三者并联的一节点连接，电容CP21、电阻RP15、电阻RP116三者并联的另一节点与开关管输入端、变压器T1初级线圈另一端分别连接。所述电阻群还包括依次串联的电阻RP10、电阻RP11、电阻RP12、电阻RP13，所述电阻RP13与所述电阻RP24串联。
针对图5所示的第一开关控制电路，具体分析如下几点：
1.利用电阻RP10-RP13作为限流电阻，利用NMOS的电源开关管QP1作为开关，二极管DP10采用齐纳稳压二极管，利用上述部件控制分压MOS管QP1的导通；其技术指标为电压工作范围为99-475V。
2.利用电阻RP23、电阻RP24、二极管DP9将开关电源控制芯片上的电压控制在一定范围，具体是380V左右。具体分析如下：
开关控制芯片关断时：整流后电压小于380V，DP9不导通，VG电压为整流后电压，稳压管通过UP1形成通路，使得MOS管QP1的GS之间压差为稳压管电压，保证MOS管QP1导通；整流后电压大于380V时，DP9工作，VG电压稳定在380V。
开关控制芯片关断瞬间：变压器初级复位电压和漏感尖峰电压叠加到MOS管QP1的D脚，使得D脚电压高于整流后电压，由于此时MOS管QP1导通，则QP1的S脚电压同样高于整流后电压，这样的话QP1的S脚电压大于G脚电压，稳压管DP10上为正向压降1V左右，MOS管QP1被关断。若此时的G脚电压大于380V，DP9工作，VG电压稳定在380V，保证开关控制芯片的D脚电压在380V左右。
开关控制芯片导通：整流后电压小于380V，DP9不导通，UP1的D脚电压为0V,整流后电压通过RP10-13和稳压管到UP1的D脚，MOS管QP1的GS之间压差为稳压管电压，保证MOS管QP1导通；整流后电压大于380V时，UP1的D脚电压为0V,MOS管QP1的GS之间压差为稳压管电压，所以DP9不导通。
3.利用电阻RP15、电阻RP16、电容CP21、二极管DP11形成钳位电路，开关控制芯片关断瞬间，VD电压为整流后电压+变压器复位电压+漏感的尖峰电压，箝位电路用于限制开关控制芯片(或者是串联开关管)上的峰值电压。开关控制芯片关断瞬间，将变压器漏感储能转移到箝位电容中，在开关控制芯片打开前，将箝位电容上的电压斜泄放到接近变压器复位电压值，同时保证不小于变压器复位电压值，确保不消耗主励磁电感能量。箝位电压考虑只针对漏感产生的尖峰电压，考虑满载下的尖峰电压相同的话，最低输入电压情况下开关控制芯片的导通时间最长，这种情况下要求在开关控制芯片打开前的箝位电容电压大于变压器复位电压值。
作为一种优选的第二开关控制电路设计，本实施例中的第二开关控制电路采用如图6所示的电路，第二开关控制电路包括开关电源控制芯片UP1、光耦OPT1，开关电源控制芯片UP1与光耦OPT1输出端连接，所述光耦OPT1输入端的两侧串接电阻RP3，电阻RP3一端与电阻RP26、电容CP33、稳压二极管UP2负极、电容CP10分别连接；所述电容CP10与电阻RP21、电阻RP31串接后接485地，所述稳压二极管UP2正极接485地；所述稳压二极管UP2的公共端与第二开关控制电路电源输出端连接。还可以设置一个电阻RP14，电阻RP21、电阻RP31连接线外接电阻RP14一端，电阻RP14一端同时也与稳压二极管UP2的公共端连接，电阻RP14另一端与第二开关控制电路电源输出端连接。电阻RP3另一端还与电阻RP1连接。
图6所示的第二开关控制电路主要涉及开关电源控制芯片UP1、电容CP8、电容CP29、光耦OPT1、电阻RP1、电阻RP3；电阻RP26、电容CP33；电阻RP14、电阻RP31、二极管UP2；电容CP10、电阻RP21等部件，实现了开关电源控制芯片根据输出电压情况控制开关进行电源输出的功能。本电路中的开关电源控制芯片UP1可以采用TNY280G型号。
作为一种优选的变压器输出电路设计，本实施例中的变压器输出电路采用如图7所示的电路，主要采用单个变压器T1,变压器T1输出端分为第一次级线圈及第二次级线圈两路；所述第一次级线圈一端与二极管DP13、电感L3串接，第一次级线圈另一端接485地；所述第二次级线圈一端与二极管DP12、电解电容CP31串接，所述第二次级线圈另一端与安规电容CP24、安规电容CP23串接。还可以在二极管DP13的两端串接电阻RP25、电容CP32；在二极管DP13、电感L3之间的连接线任意两点上分别接电容CP12一端、电解电容CP30正极，电容CP12另一端、电解电容CP30负极接485地；在二极管DP12两端串接电阻RP17、电容CP25。
图7所示的变压器输出电路，采用了二极管DP13、电阻RP25、电容CP32、电容CP12、电容CP30、电感L3；二极管DP12、电阻RP17、电容CP25、电容CP31、电容CP23、电容CP24部件，实现了变压器输出整流、滤波功能。
本实施例中涉及的一个主要技术指标为：
1)电压线路功耗：
非通信状态下：＜3W，10VA；
通信状态下：＜8W；
2)外部恒定磁场感应影响：误差变差限值±1.0内；
3)工频磁场影响：误差变差限值±2.0内；
4)交流电压试验：线路对地电压4kV；
5)脉冲电压试验：线路对地电压6kV；
6)电压影响试验：误差变差限值±0.3内。
本实施例的新型三相电能表电源电路在制造和使用中大大降低成本，其输出功率、稳定性完全满足国家电网公司电能表技术要求条件，节约了电源电路PCB模块的占用面积和空间，减少了三只变压器工作时带来的电磁感应的干扰，提高了电能表产品的稳定性和质量。
本实施例中的变压器输出电路还与稳压滤波电路1、稳压滤波电路2分别连接，这2个滤波电路在功能上属于开关控制电路输出端的，稳压滤波电路1是供计量、MCU、通信模块等电路的，稳压滤波电路2供485电路的，可以采用目前的常规电路。
以上为本实用新型的优选实施方式，并不限定本实用新型的保护范围，对于本领域技术人员根据本实用新型的设计思路做出的变形及改进，都应当视为本实用新型的保护范围之内。