一种单相逆变器的制作方法

本发明涉及逆变器，尤其涉及一种单相逆变器。

背景技术：
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逆变器是一种直流转换为交流的电力转换装置，并网逆变器可以实现与电网同频同相位把可再生能源并入电网； 单相非隔离并网逆变器，电路拓扑产生的漏电流是一个较难解决的问题，通常采用滤波器、改变电路调制方式或者采用新拓扑来解决。

逆变器按其电路形式来划分可分为半桥逆变电源及全桥逆变电源。其中全桥逆变电源的控制方式有两种：单极性SPWM 调制和双极性SPWM 调制，两种控制方式均存在着一些问题。

双极性SPWM 调制：其同一桥臂的两个开关管互补驱动，由于开关管导通、截止特性的不一致性以及死区时间的控制电路参数的不一致，可能导致同一桥臂的两个开关管同时导通，进而导致开关管损坏，造成逆变器不能正常工作；

单极性SPWM 调制：在市电负半周都只有一个开关管作高频切换，导致输出电感的利用率下降，进而降低了逆变器电源的效率；同时该控制方式会导致DC 端的电磁干扰问题相当突出，不能实现无功调节。

技术实现要素：
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本发明要解决的技术问题是提供一种电路简单、高效、电磁干扰小的单相逆变器。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种单相逆变器，包括直流输入端、交流输出端、控制电路、6个开关管、两个二极管和两个电感；第一开关管的高电位端和第二开关管的高电位端接直流输入端的正极；第三开关管的低电位端和第四开关管的低电位端接直流输入端的负极；第一开关管的低电位端接第三开关管的高电位端，第二开关管的低电位端通过第六开关管接第四开关管的高电位端；第一电感接在第一开关管的低电位端与交流输出端的第一端之间，第二电感接在第二开关管的低电位端与交流输出端的第二端之间；第五开关管的第一端接第一开关管的低电位端，第二端接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极接第二开关管的低电位端；第二二极管的阳极接第四开关管的高电位端，阴极接第三开关管的高电位端。

以上所述的单相逆变器，包括第一滤波电容和第二滤波电容，第一滤波电容接在直流输入端，直流输入端外接直流电源；第二滤波电容接在交流输出端，交流输出端外接交流电源。

以上所述的单相逆变器，控制电路包括微控制器和调制电路，调制电路将微控制器输出的高频脉冲信号与正弦信号调制成用于驱动第一至第六开关管的高频触发信号，所述的正弦信号与交流输出端的电压频率相同。

以上所述的单相逆变器，在交流输出电压的正半周，微控制器使第六开关管开通，第二开关管、第三开关管关断，并使第一开关管和第四开关管在高频信号下同步开关工作，第五开关管与第一开关管和第四开关管互补开关；在交流输出电压的负半周，微控制器使第一开关管和第四开关管关断，并使第二开关管和第三开关管在高频信号下同步开关工作，第五开关、第六开关管的开闭与第二开关管和第三开关管互补开关。

以上所述的单相逆变器，包括以下工作模式：

501）在交流输出电压的正半周，第六开关管开通，第二开关管和第三开关管关闭，第五开关管与第一开关管、第四开关管高频互补开关；当第一开关管和第四开关管的高频触发信号为高电平时，第一开关管和第四开关管导通，直流输入端的正极、第一开关管、第一电感、交流输出端、第二电感、第六开关管、第四开关管和直流输入端的负极依次串接，构成电流回路；当第一开关管和第四开关管的高频触发信号为低电平时，第一开关管和第四开关管关断，第六开关管、第二二极管、第一电感、交流输出端和第二电感依次串接，构成续流回路；

502）在交流输出电压的负半周，第五开关管和第六开关管与第二开关管和第三开关管互补开关，第一开关管和第四开关管关断；当第二开关管和第三开关管的高频触发信号为高电平时，第二开关管和第三开关管导通，第五开关管和第六开关管关断，直流输入端的正极、第二开关管、第二电感、交流输出端、第一电感、第三开关管和直流输入端的负极依次串接，构成电流回路；当第二开关管和第三开关管的高频触发信号为低电平时，第二开关管和第三开关管关断，第五开关管开通；第五开关管、第一二极管、第二电感、交流输出端和第一电感依次串接，构成续流回路。

以上所述的单相逆变器，第一开关管、第二开开关管、第三开关管、第四开关管和第六开关管分别包括与其主开关并接的辅助二极管，辅助二极管的阳极接主开关的低电位端，辅助二极管的阴极接主开关的高电位端。

以上所述的单相逆变器，当功率因素小于1时，存在交流电压和电流方向相反的状态时，包括以下工作模式：

701）在交流输出电压的正半周，第六开关管开通导通，第二开关管和第三开关管关断，第五开关管与第一开关管、第四开关管互补开通；当第一开关管和第四开关管的高频触发信号为高电平时，第一开关管和第四开关管开通；直流输入端的负极、第四开关管的体二极管、第六开关管的体二极管、第二电感、交流输出端、第一电感、第一开关管的体二极管和直流输入端的正极依次串接，构成电流回路；当第一开关管和第四开关管的高频触发信号为低电平时，第一开关管和第四开关管关断；第五开关管、第一二极管、第二电感、交流输出端和第一电感依次串接，构成续流回路；

702）在交流输出电压的负半周，第一开关管和第四开关管关断，第五开关管、第六开关管与第二开关管、第三开关管互补开通；当第二开关管和第三开关管的高频触发信号为高电平时，第二开关管和第三开关管开通；直流输入端的负极、第三开关管的体二极管、第一电感、交流输出端、第二电感、第二开关管的体二极管和直流输入端的正极依次串接，构成电流回路；当第二开关管和第三开关管的高频触发信号为低电平时，第二开关管和第三开关管关断；第六开关管、第二二极管、第一电感、交流输出端和第二电感依次串接，构成续流回路。

本发明的单相逆变器电路简单、高效、电磁干扰小。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明单相逆变器的拓扑图。

图2是本发明单相逆变器第一工作模式对应的拓扑图。

图3是本发明单相逆变器第二工作模式对应的拓扑图。

图4是本发明单相逆变器第三工作模式对应的拓扑图。

图5是本发明单相逆变器第四工作模式对应的拓扑图。

图6是本发明单相逆变器第五工作模式对应的拓扑图。

图7是本发明单相逆变器第六工作模式对应的拓扑图。

图8是本发明实施例单相逆变器开关管的驱动波形图。

具体实施方式]

下面对本发明的具体实施方法做详细阐述说明；

如图1所示，本发明单相逆变器包括直流电源Vdc、交流电源AC、6个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、两个二极管D1、D2，两个滤波电感L1、L2、两个电容C1、C2和微控制器MCU。

直流电源Vdc 的正、负两端连接有滤波电容C1，开关管S1 和S2 的电流输入端与直流电源Vdc 的正极相连，开关管S1 的电流输出端同时与开关管S3 的输入端、开关管S5 的输入端、二极管D2 的阴极以及滤波电感L1的第一端相连，开关管S2的电流输出端同时与开关管S6 的输入端、二极管D1的阴极及滤波电感L2的第一端相连；开关管S3 和S4 的电流输出端与直流电源Vdc 的负极相连，开关管S6 的输出端与开关管S4 的输入端、二极管D2 的阳极相连；二极管D1阳极与开关管S5的输出端相连。滤波电感L1 和L2 的另一端之间连接交流电源AC，开关管S1、S2、S3、S4 、S5、S6各自的控制端通过调制电路与上述的微控制器MCU上的高频脉冲信号输出端相连接。

滤波电容C1用于降低逆变器环节的输入纹波。直流电源Vdc 为直流能量产生装置。调制电路用于将微控制器MCU 输出的高频脉冲信号与正弦信号调制成用于驱动六个开关管S1、S2、S3、S4 、S5、S6 的高频触发信号；上述的正弦信号与交流电源AC上的交流电源同频率，相位可以相同也可以不同。

开关管S1和S4的控制端分别经调制电路与微控制器MCU 的第一高频脉冲信号输出端相连接，开关管S2 和S3 的控制端分别经调制电路与微控制器MCU 的第二高频脉冲信号输出端相连接，开关管S5与微控制器MCU的第三高频脉冲信号输出端相连，开关管S6与微控制器MCU 的第四高频脉冲信号输出端相连，开关管S5与开关管S6也可以是微控制器MCU 的同一个高频脉冲信号控制，通过微控制器MCU另一信号控制外部电路强制开通开关管S6。

在交流电源AC处于正半周时，微控制器MCU使S6开通，同时使开关管S2、S3关断，并使开关管S1、S4在高频同步下开关工作， 开关管S5与开关管S1、S4互补高频开关；当交流电源AC处于负半周时，微控制器MCU使开关管S1、S4关断，并使开关管S2、S3 在高频同步下开关工作，开关管S5、S6与S2、S3互补开关。

图2所示为第一工作模式，当交流电源AC处于交流电压正半周，B点电位高于A点电位， MCU输出信号驱动S1、S2、S3、S4、S5和S6，开关管S6一直开通，开关管S2、S3关断；开关管S5与开关管S1 和S4互补开关，当开关管S1 和S4 的高频触发信号处于PWM信号高电平时，开关管S1 和S4 导通，直流电源Vdc 的正极、开关管S1、滤波电感L1、输出交流电源AC、滤波电感L2、开关管S6、开关管S4 和直流电源Vdc 负极依次构成电流回路。

图3所示为第二工作模式，当交流电源AC处于交流电压正半周， B点电位大于A点电位时， MCU输出信号驱动S1、S2、S3、S4、S5、S6，开关管S6一直开通，开关管S2、S3关断；当开关管S1 和S4 的高频触发信号处于PWM信号低电平时，开关管S1 和S4 关断，开关管S6、二极管D2、滤波电感L1、交流电源AC和滤波电感L2 构成续流回路。

图4所示为第三工作模式，当交流电源AC处于交流电压负半周， A点电位大于B点电位时， MCU输出信号驱动S1、S2、S3、S4、S5、S6，开关管S1和S4关闭，开关管S5、S6与开关管S1 和S4互补输出；当开关管S2和S3高频触发信号为高电平时，开关管S2 和S3 导通，开关管S5、S6关断；直流电源Vdc 的正极、开关管S2、滤波电感L2、交流电源AC、滤波电感L1、开关管S3和直流电源Vdc负极依次构成电流回路。

图5所示为第四工作模式，当交流电源AC处于交流电压负半周，A点电位大于B点电位时， MCU输出信号驱动S1、S2、S3、S4、S5、S6，开关管S1和S4关闭；当开关管S2 和S3 高频触发信号为低电平时，开关管S2 和S3 关断，开关管S5开通；开关管S5、二极管D1、滤波电感L2、交流电源AC 和滤波电感L1 构成续流回路。

上述所说的四种工作模式是工作在功率因数为1的情况下，当需要进行无功调节时，由于交流电源电压与电流相位不一致，在交流电源交流电压正半周或者负半周存在交流电压与交流电流方向相反的情况，存在下面两种工作模式。

图6所示为第五工作模式，当交流电源AC处于电压正半周时，B点电位高于A点电位时， MCU输出信号驱动S1、S2、S3、S4、S5和S6，开关管S6一直开通，开关管S2 和S3 关断，开关管S5与开关管S1 和S4互补开关；当开关管S1 和S4的高频触发信号处于PWM信号高电平时，开关管S1 和S4 开通，开关管S5关断，直流电源Vdc负极、开关管S4的体二极管D6、开关管S6的体二极管D7、滤波电感L2、交流电源AC、滤波电感L1、开关管S1的体二极管D3、直流电源Vdc 的正极依次构成电流回路。

当开关管S1 和S4的高频触发信号处于PWM信号低电平时，开关管S1 和S4 关断，开关管S5开通，开关管S5、二极管D1、滤波电感L2、交流电源AC 和滤波电感L1 构成续流回路；即相当于工作模式四；

工作模式五与模式四交替切换。

图7所示为第六工作模式，当交流电源AC处于电压负半周时，A点电位高于B点电位时，微控制器MCU输出信号驱动S1、S2、S3、S4、S5和S6，开关管S1、S4关闭，开关管S2、S3与开关管S5、S6互补开关；当开关管S2 和S3的高频触发信号处于PWM信号高电平时，开关管S2 和S3 开通，开关管S5、S6关断，直流电源Vdc负极、开关管S3的体二极管D5、滤波电感L1、交流电源AC、滤波电感L2、开关管S2的体二极管D4、直流电源Vdc 的正极依次构成电流回路。

当开关管S2 和S3的高频触发信号处于PWM信号低电平时，开关管S2 和S3关断，开关管S5、S6开通，开关管S6、二极管D2、滤波电感L1、交流电源AC 和滤波电感L2构成续流回路，即相当于工作模式二。

工作模式六与模式二交替切换。

单相逆变器滤波电感L1、滤波电感L2、滤波电容C2构成滤波电路，滤波电路可以采用LC型滤波器，也可以是LCL型或者L型滤波器。

开关管S1、S2、S3、S4和S6可以是带体内二极管的IGBT或者IGBT反向并联二极管，也可以是MOSFET，开关管S5为不带体内二极管的IGBT或者MOSFET。

与现有技术相比，本发明的逆变器具有如下几个优点：

1、相对与传统半桥全桥电路，改变了电路拓扑结构，在其中一个桥臂上增加了一个开关管，并在桥臂之间增加了换流环路，使得无论在交流市网正半周或负半周，两个电感同时工作，在提高电感利用率的同时，改善了电磁干扰问题；

2、由于续流环路的引入，图中的A、B 两点的电位在续流过程中电位保持基本相等，且逆变状态与续流状态A、B 两点电位变化量较小，这就降低了电磁干扰问题，同时抑制漏电流的产生；

3、逆变装置采用的四个开关管皆作高频切换，这使得无论在正负半周，两个滤波电感L1、L2 的内侧接线端的电位都呈高频脉冲，其外侧接线端为市电，提高了滤波电感的利用率；

4、引入了续流回路，使得续流回路变短，从而降低损耗提升了效率，在市电正负半周都会有两个开关管做高频切换，相应的开关管与二极管做续流，在市电正负半周会有一个开关管管参与能量转换；

5、由于主开关管高频转换的电压为Vdc 的一半，主开关管的开关损耗降低，进而提升了整机效率。

6、五和六两种工作模式，使逆变器既可以工作在功率因数等于1的情况下，也可以工作在无功调节功率因数小于1的情况下，便于电网调度实现无功调节。