基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器的制作方法

本发明涉及隔离型模块化多电平功率变换技术领域，具体涉及一种基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器。

背景技术：

隔离型中高压交直流混合变换技术将在未来新能源交直流混合智能电网、大功率电机驱动与舰船电力驱动等领域起到重要作用。目前广泛采用级联H桥型、模块化多电平变换器(MMC)型拓扑结构均属于两级式功率变换系统，存在问题是各模块独立直流侧需要大量稳压电容来缓冲单相系统二次功率波动，使得装置体积大、功率密度低、成本高昂；同时各模块间存在电压不均衡，需要复杂电压平衡控制，降低了系统可靠性。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明提供了一种基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器，将高频链技术与模块化多电平技术相结合，从而使得各模块高压侧不再需要电容支撑及均压控制，同时也克服了传统单级式变换器二次侧换流、电压尖峰等问题，具有高压交流、高压直流及低压直流三个基本端口。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器，所述变换器为三相系统结构，由单级式高频隔离型子模块构成；

包括三个并联在高压直流端口PH、NH之间的相单元，每个相单元由上、下两个桥臂组成，三个相单元的上、下桥臂的电联接点N1、N2、N3引出线串联滤波电感后为高压交流端口a、b、c，每个桥臂由n个新型单级式高频隔离型子模块和一个桥臂电抗器Lm组成；

所述单级式高频隔离型子模块包括前级部分、高频变压器部分和后级部分，前级部分的交流侧连接高频变压器的原边，后级部分的交流侧连接高频变压器的副边，每个单级式高频隔离型子模块的前级部分的正、负极端口分别并联作为公共低压直流端口PL、NL，后级部分的端口串联构成高压直流侧端口PH、NH；

三个相单元上桥臂的正极端PHa、PHb、PHc相连作为该变换器的高压直流端口的正极PH，三个相单元2下桥臂的负极端NHa、NHb、NHc相连作为该变换器的高压直流端口的负极NH，两极共同构成了本拓扑结构的高压直流端口PH、NH。

进一步地，所述单级式高频隔离型子模块的前级部分包括低压侧直流电容CdcL和由四个带有反并联二极管的主动开关(如IGBT等)组成的主动H桥；后级部分包括电压钳位电路7和由四个带有反并联二极管的主动开关(如IGBT等)组成的主动H桥。

进一步地，所述前级部分4的主动H桥包括一个第一主动开关管Q1、一个第二主动开关管Q2、一个第三主动开关管Q3和一个第四主动开关管Q4，各主动开关管的的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接；

第一主动开关管Q1与第三主动开关管Q3串联后与所述低压侧直流电容CdcL并联，第一主动开关管Q1的发射极和第三主动开关管Q3的集电极相连并作为高频变压器原边端E，第二主动开关管Q2的发射极和第四主动开关管Q4的集电极相连并作为高频变压器原边的另一端F，第一主动开关管Q1的集电极和CdcL的正极相连，第三主动开关管Q3的发射极和CdcL的负极相连；第二主动开关管Q2与第四主动开关管Q4串联后与所述低压侧直流电容CdcL并联，第二主动开关管Q2的集电极和CdcL的正极相连，第四主动开关管Q4的发射极和CdcL的负极相连；第一主动开关管Q1与第二主动开关管Q2的集电极与CdcL的正极相连接并作为子模块前级部分的正极A，第三主动开关管Q3与第四主动开关管Q4的发射极与CdcL的负极相连接并作为子模块前级部分的负极B。

进一步地，所述后级部分的主动H桥包括一个第五主动开关管Q5、一个第六主动开关管Q6、一个第七主动开关管Q7、一个第八主动开关管Q8，各个主动开关管的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接；第五主动开关管Q5的发射极和第七主动开关管Q7的集电极相连并作为高频变压器副边端G，第六主动开关管Q6的发射极和第八主动开关管Q8的集电极相连并作为高频变压器副边的另一端H；第五主动开关管Q5与第六主动开关管Q6的集电极相连并作为子模块后级部分的正极C，第七主动开关管Q7与第八主动开关管Q8的发射极相连并作为子模块后级部分的负极D。

进一步地，所述电压钳位电路包括一个第一二极管D1、一个第二二极管D2、一个第三二极管D3、一个第四二极管D4、一个第一电容C1、一个第一电阻R1，第一二极管D1与第二二极管D3串联后分别与第一电容C1、第一电阻R1并联，第二二极管D2与第四二极管D4串联后分别与第一电容C1、第一电阻R1并联，第一二极管D1、第二二极管D2的阴极与第一电容C1、第一电阻R1的正极相连，第二二极管D2、第四二极管D4的阳极与第一电容C1、第一电阻R1的负极相连，第一二极管D1的阳极与第三二极管D3的阴极、高频变压器副边端G相连接，第二二极管D2的阳极与第四二极管D4的阴极、高频变压器副边另一端H相连接。

进一步地，上、下两个桥臂的调制比为交直流混合调制比du与d1，其中，du为上桥臂调制比，d1为下桥臂调制比，同时du与d1由直流公共调制比D和每相交流调制比da、db、dc组成，其中，da为A相交流调制比、db为B相交流调制比、dc为C相交流调制比。

进一步地，高频变压器部分由一个高频变压器T构成，高频变压器可以实现高压侧和低压侧的功率传输、电气隔离、电压等级变换等功能；桥臂电抗器Lm除了降低桥臂电流的谐波畸变率外，还可以抑制相间环流和直流侧短路故障产生的短路环流，保护该变换器的电力电子开关。该拓扑结构可以实现高压交流、高压直流和低压直流三端口间能量灵活传输，能够满足交直流混合系统的多种运行模式需求。

本发明具有以下有益效果：

(1)各高频隔离型子模块高压侧没有直流电容。该结构采用了高频链技术，通过子模块前后级主动H桥功率管的开关组合实现了高压侧脉宽调制，该脉宽调制电压波通过高频变压器直接由前级部分低压侧直流电容来支撑，因此在后级部分高压侧不再需要电容支撑；同时三相的全部二倍频功率波动被转移至公共低压直流母线且相互抵消，因此公共低压直流母线也不需要大量的电容来支撑，对比传统两级式隔离型交直流混合变换系统，可减少大量稳压电容，缩小了装置的体积，降低了成本，具有较高功率密度等特点。

(2)该变换器不需要独立的电压平衡控制。每个子模块的终端电压通过高频变压器由低压直流侧的母线电压直接钳住，上、下桥臂终端输出电压的稳态和动态特性一致，相较于MMC型繁琐的采样电路和复杂的均压控制，该变换器不需要均压控制，降低了控制的复杂性同时也增加了系统的可靠性和经济性。

(3)该变换器不需要双向开关管。由于各子模块的高压侧端口电压始终为正，该变换器不需要双向开关管，避免了传统单级式变换器二次侧换流问题及漏感产生的电压尖峰问题。

附图说明

图1为本发明的基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器三相拓扑结构图；

图2为本发明的单个相单元拓扑结构图；

图3为本发明的高频隔离型子模块拓扑结构图；

图中：PH-高压直流正极端口；

NH-高压直流负极端口；

PL-低压直流正极端口；

NL-低压直流负极端口；

a-高压交流A相端口；

b-高压交流B相端口；

c-高压交流C相端口；

SMn-子模块，n为其数量；

Lm-桥臂电抗器；

Lf-交流侧滤波电感；

N1--a相上下桥臂连接点；

N2-b相上下桥臂连接点；

N3-c相上下桥臂连接点；

CdcL-低压直流电容；

T-高频变压器；

A、B-子模块前级部分正、负极端口；

C、D-子模块后级部分正、负极端口；

E、F-高频变压器原边侧端口；

G、H-高频变压器副边侧端口；

Q1～Q4-前级部分主动开关管，如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)；

Q5～Q8-后级部分主动开关管，如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)；

D1～D4-后级部分电压钳位电路二极管；

C1-后级部分电压钳位电路电容；

R1-后级部分中电压钳位电路电阻；

PHa、PHb、PHC-上桥臂的正极端口；

NHa、NHb、NHc_下桥臂的负极端；

Pc、Nc-子模块后级部分整流桥钳位电路正负极端口。

具体实施方式

为了使本发明的目的及优点更加清楚明白，以下结合实施例对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，本发明实施例提供了一种基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器，该变换器1包括三个完全相同的相单元2，每个相单元如图2所示，分为上、下两个桥臂，且每个桥臂由n个子模块和一个桥臂电抗器Lm构成。

本发明的每个单级式高频隔离型子模块3包括前级部分4、高频变压器部分5和后级部分6，子模块的拓扑结构如图3所示，前级部分的高频交流侧连接高频变压器T的原边，后级部分的高频交流侧连接高频变压器T的副边，所有子模块的前级侧端口并联后构成公共低压直流侧端口(PL、NL)，后级侧端口串联构成高压直流侧端口(PH、NH)，三个相单元上桥臂的正极端(PHa、PHb、PHc)相连作为该变换器的高压直流端口的正极PH，类似的，三个相单元下桥臂的负极端(NHa、NHb、NHc)相连作为该变换器的高压直流端口的负极NH。前级部分包含4个带有反并联二极管的主动开关管(如IGBT)Q1～Q4组成的H桥和低压侧直流电容CdcL，后级部分包含4个带有反并联二极管的主动开关管(如IGBT)Q5～Q8组成的H桥以及电压钳位电路，所述的带有反并联二极管的主动管Q1～Q8的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接。

前级部分中Q1与Q3串联后与所述低压侧直流电容CdcL并联，所述Q1的发射极和Q3的集电极相连并作为高频变压器原边端E，Q2的发射极和Q4的集电极相连并作为高频变压器原边的另一端F，Q1的集电极和CdcL的正极相连，Q3的发射极和CdcL的负极相连；所述Q2与Q4串联后与所述低压侧直流电容CdcL并联，Q2的集电极和CdcL的正极相连，Q4的发射极和CdcL的负极相连；所述Q1、Q2的集电极与CdcL的正极相连接并作为单级式高频隔离型子模块前级部分的正极端口A，Q3、Q4的发射极与CdcL的负极相连接并作为子模块前级部分的负极端口B。

后级部分中Q5的发射极和Q7的集电极相连并作为高频变压器副边端G，Q6的发射极和Q8的集电极相连并作为高频变压器副边的另一端H；所述Q5、Q6的集电极相连并作为子模块后级部分的正极端口C，Q7、Q8的发射极相连并作为子模块后级部分的负极端口D。后级部分中电压钳位电路(7)包含电容C1、电阻R1、4个二极管Q1～D4，所述D1与D3串联后分别与C1、R1并联，所述D2与D4串联后分别与C1、R1并联，D1、D2的阴极与C1、R1的正极相连，D2、D4的阳极与C1、R1的负极相连，D1的阳极与D3的阴极、高频变压器副边端G相连接，D2的阳极与D4的阴极、高频变压器副边另一端H相连接。

本变换器工作时，上、下桥臂子模块的调制比为交直流混合调制比du与d1(du为上桥臂调制比，d1为下桥臂调制比)，同时du与d1由直流公共调制比D和每相交流调制比(da、db、dc)组成。

以a相为例，当直流调制比为0.5时，dam需大于等于零且小于等于0.5以满足式(1)。

同时，如图2所示，每个子模块的后级部分输出端口电压始终为正，高压直流端口电压、高压交流端口电压、低压直流端口电压满足式(2)。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。