本发明涉及永磁同步电机转子位置辨识方法，属于电机控制领域。
背景技术：
永磁同步电机具有高转矩、高功率密度、高效率和运行性能优良的优点，在电动汽车、风电和伺服领域得到广泛应用。为了实现电机驱动系统高精度、高性能的矢量控制，必须准确获取转子的位置信息，通常采用机械位置传感器或无传感器算法来检测位置。但是机械传感器增加了系统重量和成本，降低了可靠性。因此，永磁同步电机转子无传感器位置辨识是一项重要且亟待解决的技术。
高频注入法是利用电机的凸极性来辨识位置，是指在静止坐标系和旋转坐标系注入电压或电流信号，通过解调高频响应而得到转子位置信息的方法。
中国发明专利申请cn104158456a于2014年11月19日公布的《一种用于电动汽车驱动电机的无位置传感控制方法》，在得到旋转高频电流后，通过同步轴高通滤波器sff滤除正序分量，再对负序电流处理提取转子位置。但是该方法在信号处理过程采用了大量滤波器，削弱了算法动态性能，增大了位置误差，工程实用性差。
中国发明专利申请cn107046384a于2017年08月15日公布的《一种表贴式永磁同步电机转子位置检测方法》，引入了虚拟高速旋转的坐标系，并在此坐标系直轴注入高频电流信号，然后通过高频电压响应信号调制、滤波，得出电机初次估计位置，最后对初次估计位置进行磁极补偿，得到最终的转子位置。但该方法使用的是电压信号进行位置估计，易受干扰；另外还需进行磁极补偿，增加了算法复杂性，降低了可靠性。
技术实现要素：
本发明要解决的技术问题为针对现有永磁同步电机转子位置辨识中存在的可靠性差、工程实用性差和辨识精度低的问题，提供了一种永磁同步电机转子位置辨识方法，向电机绕组注入高频电压信号，采样得到三相绕组电流ia、ib和ic，再经过滤波、坐标变换和信号处理得到位置偏差量ε，然后通过锁相环计算当前周期转子位置估计值
为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案包括以下步骤：
步骤1，高频信号发生器产生两相旋转高频电压信号uαh、uβh，并分别注入到电机静止坐标系αβ轴中，uαh、uβh如下式所示：
其中，um为高频电压幅值，ωh为高频电压角频率，t表示高频电压信号注入时间；
步骤2，电流传感器采样得到定子绕组电流ia、ib和ic，变换到静止αβ坐标系中得到αβ轴定子绕组电流iα和iβ，将iα、iβ通过带通滤波器提取得到高频电流响应iαh和iβh，将iαh和iβh变换到同步旋转坐标系dq轴中得到dq轴高频电流
步骤3，根据步骤2得到的dq轴高频电流
优选地，步骤2所述的获取dq轴高频电流
步骤2.1，将三相绕组电流ia、ib和ic，变换到静止αβ坐标系中得到αβ轴定子绕组电流iα和iβ，变换公式如下：
步骤2.2，将iα、iβ通过带通滤波器得到高频电流响应iαh和iβh，带通滤波器g(s)表示如下：
其中，s为拉普拉斯算子，ξ为阻尼比，g0为滤波器增益，ωn为自然频率；
步骤2.3，将高频电流响应iαh和iβh变换到dq轴同步旋转坐标系中得到dq轴高频电流
优选地，步骤3所述的当前周期转子位置估计值
步骤3.1，根据高频电流
步骤3.2，采用一个低通滤波器对电流积信号
其中，s为拉普拉斯算子，ξ阻尼比，g0为滤波器增益，ωn为自然频率；
其中，k为位置偏差量幅值，δθ为位置差，
步骤3.3，将ε作为pi调节器的输入，pi调节器gpi(s)表示如下：
其中，s为拉普拉斯算子，kp为比例项系数，ki为积分项系数；
步骤3.4，调节pi调节器的参数使得ε收敛到0，pi调节器的输出为电机转速估计值
步骤3.5，将电机转速估计值
步骤3.6，积分器的输出即为电机当前周期转子位置估计值
与现有技术相比，本发明专利的有益效果如下：
1)减少了滤波器和坐标变换的使用，算法相对简单，干扰影响较小，鲁棒性更高。
2)算法辨识精度高，性能好，适合工程应用。
附图说明
图1为本发明辨识方法的实施流程图。
图2为本发明辨识方法的信号处理流程图。
图3为本发明方法的电路原理图。
图4为电机三相静止坐标系、两相静止坐标系和同步旋转坐标系示意图。
图5为转速150rpm时，采用基于sff方法的仿真辨识位置波形。
图6为转速150rpm时，采用本发明方法的仿真辨识位置波形。
图7为转速50rpm时，采用本发明方法的实验辨识位置波形。
具体实施方式
下面结合附图，来说明本发明的具体实施方式。
图1为本发明辨识方法流程图，由图1可见，本发明辨识方法包括以下步骤：
步骤1，高频信号发生器产生两相旋转高频电压信号uαh、uβh，并分别注入到电机静止坐标系αβ轴中，uαh、uβh如下式所示：
其中，um为高频电压幅值，ωh为高频电压角频率，t表示高频电压信号注入时间。
步骤2，电流传感器采样得到定子绕组电流ia、ib和ic，经过3s/2s变换得到静止坐标系αβ轴定子绕组电流iα和iβ，将iα、iβ通过带通滤波器提取得到高频电流响应iαh和iβh，将iαh和iβh经过2s/2r变换得到同步旋转坐标系dq轴高频电流
步骤2.1，将三相绕组电流ia、ib和ic，经过3s/2s变换得到静止坐标系αβ轴定子绕组电流iα和iβ，变换公式如下：
步骤2.2，将iα、iβ通过带通滤波器得到高频电流响应iαh和iβh，带通滤波器g(s)表示如下：
其中，s为拉普拉斯算子，ξ为阻尼比，g0为滤波器增益，ωn为自然频率。在本实施例中，自然频率ωn＝3140rad/s，，阻尼比ξ＝0.707，滤波器增益g0＝1。
步骤2.3，将高频电流响应iαh和iβh经过2s/2r变换得到同步旋转坐标系dq轴高频电流
步骤3，根据步骤2得到的dq轴高频电流
步骤3.1，根据高频电流
步骤3.2，采用一个低通滤波器对电流积信号
其中，s为拉普拉斯算子，ξ阻尼比，g0为滤波器增益，ωn为自然频率；
其中，k为位置偏差量幅值，δθ为位置差，
步骤3.3，将位置偏差量将ε作为pi调节器的输入，pi调节器gpi(s)表示如下：
其中，s为拉普拉斯算子，kp为比例项系数，ki为积分项系数。在本实施例中，比例项系数kp＝0.1，积分项系数ki＝2。
步骤3.4，调节pi调节器的参数使得ε收敛到0，pi调节器的输出为电机转速估计值
步骤3.5，将电机转速估计值
步骤3.6，积分器的输出即为电机当前周期转子位置估计值
图2为本发明辨识方法的信号处理流程图，步骤2和步骤3中的具体流程可见图2。
图3为本发明方法的电路原理图：向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号uαh、uβh，加上αβ轴基波电压uαb、uβb得到调制电压uα、uβ。uα和uβ经过空间矢量调制svpwm产生开关信号驱动电压源型逆变器vsi，直流侧电压udc经过逆变产生交流电压控制永磁同步电机pmsm。两个电流传感器采样定子a相和b相电流，得到三相绕组电流ia、ib和ic，经过3s/2s变换得到静止坐标系αβ轴电流iα和iβ。iα和iβ经过2s/2r变换得到两相旋转坐标系dq轴电流
坐标变换关系参见图4所示，以电机定子绕组a相、b相和c相为轴线建立三相静止坐标系。规定a相轴线为零位参考轴，并以此轴为α轴，沿逆时针方向超前90°为β轴，建立两相静止坐标系。取永磁体励磁磁场轴线为d轴，沿逆时针方向超前90°为q轴，建立两相旋转坐标系。d轴与α轴的夹角为转子位置估计值，采用本发明方法辨识结果为
注意事项：本发明中提及的所有角度均为电角度。
图5为基于同步轴高通滤波器sff的无传感器算法仿真波形，注入500hz高频电压信号，仿真结果显示估计位置和真实位置相差14°左右。
图6为本发明算法仿真波形，注入500hz高频电压信号，仿真结果显示估计位置和真实位置相差1.5°左右，相对于图5的算法，位置误差更小，精度更高。
图7是本发明方法的实验辨识位置波形图，在电机参数为：功率18kw，极对数4，额定转速3000rpm，开关频率8.4khz，定子电阻6mω，d轴电感0.31mh，q轴电感1.04mh，注入高频电压信号频率500hz。在1s之前先进行初始位置辨识，然后给定转速50rpm，估计位置波形和真实位置波形，基本一致，验证了方法的可行性。