本发明涉及一种单相lcl并网逆变器改进型电流调节器的调节方法。
背景技术：
分布式并网发电系统成为近年来研究的重点，获得了广泛关注。并网逆变器作为分布式发电系统的核心部件，要求其必须具有极高的输出功率因数,以及极低的输出电流总谐波失真。目前广泛采用的先进的脉宽调制技术(pwm)和数字控制系统，使得并网逆变器能够输出含有电网基波频率的正弦电流。然而逆变器的脉宽调制(pwm)产生大量的开关频率次谐波，将对电网的安全运行造成巨大威胁。为实现低谐波的进网电流，需要采用适当的进网电流谐波抑制滤波器。通常采用的滤波器包括l型和lcl型滤波器。由于lcl滤波器具有滤波特性好、体积小的优势，具有较好的应用前景，但因其电容支路极易产生谐振，其电流控制技术仍处于探讨中。为了解决lcl滤波器谐振问题，研究人员提出了多种控制策略，包括无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼法是在lcl滤波器中串联或并联电阻提高系统阻尼特性，这种方法实现简单，但是会引入损耗，并有可能降低lcl滤波器的低频增益和高频谐波衰减能力。有源阻尼法是在不增加系统损耗的前提下，有效增加系统阻尼，抑制系统谐振。典型的有源阻尼技术包括：电容电流比例反馈、电容电压微分反馈、网侧电感电压微分反馈、逆变器侧电感电流比例反馈、多状态变量组合控制。目前，应用较广泛的有源阻尼法是反馈电容电流的双闭环入网电流控制技术。
对于单相并网逆变器，现在最常用的电流控制方法为pi控制和pr控制。pi控制具备结构简单、易于操作、鲁棒性好等优点，所以实际应用较多。然而，pi控制对低次电流谐波缺乏足够的抑制能力,并且无法实现并网电流的无静差调节。引入电网电压比例前馈有利于减小输出电流稳定误差，但无法有效抑制谐波。引入电网电压全补偿可以达到真正意义上的单位功率因数输出，但其补偿环会用到微分，实际工程中可能面临噪声干扰的问题，并且实现较难。pr控制器对于频率变化的鲁棒性很差，对于非谐振频率的跟踪性能几乎等同于纯比例控制器，所以目前广泛采用的是qpr控制器。qpr控制器能近似实现无差跟踪，但通常会引入多个谐波pr调节器来抑制电网电压背景谐波对并网电流的影响，这会增加控制算法的复杂性，而且当电网电压背景谐波的频率接近系统频率时，pr调节器会显著减小系统的相位裕度，容易造成系统不稳定。
技术实现要素：
本发明要解决的技术问题是：提供一种单相lcl并网逆变器改进型电流调节器的调节方法，兼顾了系统的稳定性、鲁棒性和动态性能，同时提高了系统的准确性，实现并网电流的高功率因数运行。
本发明采取的技术方案为：一种单相lcl并网逆变器改进型电流调节器的调节方法，该方法为：通过锁相环获得与电网电压ug同步相位wt，该相位和外部电压环产生的电流幅值i*一起构成并网电流指令iref，并网电流i2的采样信号与指令iref进行比较，比较后的误差信号送入电流调节器gc(s)，电流调节器gc(s)的输出和电容电流ic的采样信号之差作为调制信号vm，vm与三角载波比较得到开关管控制信号，对于电容电流ic、并网电流i2和电网电压ug分别设置反馈系数ki1、ki2和kv。
上述单相lcl并网逆变器的数学模型：
环路增益t(s)表达式为
其中，kpwm为调制波vm到桥路电压uinv的传递函数(kpwm＝udc/utri，udc为输入直流电压，utri为三角载波的幅值)。zl1(s)、zl2(s)、zc(s)分别为电感l1、电感l2和电容c的复阻抗。
上述电流调节器的传递函数为：
ki＝ki0+kr0+kr1＝αki+βki+γki(8)
式(7)，(8)中，kp为比例系数，ki0为纯积分系数，kr0为纯谐振系数，kr1为准谐振系数，ki为总的积分系数值，α，β，γ分别为ki0，kr0，kr1的权重系数。将式(8)带入式(7)，得到另外一种形式。
本发明的有益效果：与现有技术相比，本发明效果如下：
1)本发明采用电容电流反馈有源阻尼方法，相比于无源阻尼法，有源阻尼不增加系统功率损耗，其中，电容电流反馈有源阻尼不会降低lcl滤波器的低频增益和高频谐波衰减能力，更具有实用价值。图3为环路采用电容电流反馈有源阻尼后的环路增益伯德图，其中，f0为基波频率，fc为环路截至频率，fr为谐振频率。从图中可以看出，电容电流反馈明显削弱了lcl滤波器的谐振尖峰，同时对系统低频和高频的特性不会造成影响。从图中可以看出，引入电容电流反馈可以有效抑制lcl滤波器的谐振尖峰，它只改变谐振频率附近的幅相频率特性，不影响系统低频和高频的特性；
2)改进的调节器在基波角频率ω0处的增益远大于qpr调节器和pi调节器的增益，这将提高并网电流的稳态精度(见图4)。同时，从伯德图也可以看出，改进的调节器能够适应一定范围内的电网电压频率波动。这就说明改进的调节器既能够提高并网电流的稳态精度，又能对电网电压频率波动具有一定的鲁棒性。
附图说明
图1为单相lcl型并网逆变器及其控制结构示意图；
图2为等效数学模型；
图3为电容电流反馈有源阻尼后的环路增益伯德图；
图4为pi，pr，和qpr控制环节的伯德图；
图5为pr，qpr，和pir控制环节的伯德图；
图6为采用不同调节器的系统环路增益伯德图；
图7为采用不同调节器时电流与电压稳态波形(ug:50hz)；
图8为不同调节器对应有功输出波形(ug:50hz)；
图9为不同调节器对应无功输出波形(ug:50hz)；
图10为采用pir调节器时电流与电压稳态波形(ug:49.5～50.2hz)；
图11为采用pir调节器时功率输出波形(ug:49.5～50.2hz)。
具体实施方式
下面结合附图及具体的实施例对发明进行进一步介绍。
实施例1：一种单相lcl并网逆变器改进型电流调节器的调节方法，图1给出了单相lcl并网逆变器及其控制结构，其中，l1为逆变器侧电感，c为滤波电容，l2为网侧电感，该调节方法为：通过锁相环获得与电网电压ug同步相位wt，该相位和外部电压环产生的电流幅值i*一起构成并网电流指令iref，并网电流i2的采样信号与指令iref进行比较，比较后的误差信号送入电流调节器gc(s)，电流调节器gc(s)的输出和电容电流ic的采样信号之差作为调制信号vm，vm与三角载波比较得到开关管控制信号，对于电容电流ic、并网电流i2和电网电压ug分别设置反馈系数ki1、ki2和kv，电容电流反馈为有源阻尼，根据图1可得到lcl型并网逆变器的等效数学模型，如图2所示的数学模型，该单相lcl并网逆变器的数学模型公式为：
环路增益t(s)表达式为
其中，kpwm为调制波vm到桥路电压uinv的传递函数(kpwm＝udc/utri，udc为输入直流电压，utri为三角载波的幅值)。zl1(s)、zl2(s)、zc(s)分别为电感l1、电感l2和电容c的复阻抗。
相比于无源阻尼法，有源阻尼不增加系统功率损耗，其中，电容电流反馈有源阻尼不会降低lcl滤波器的低频增益和高频谐波衰减能力，更具有实用价值，图3为环路采用电容电流反馈有源阻尼后的环路增益伯德图，其中，f0为基波频率，fc为环路截至频率，fr为谐振频率。从图中可以看出，电容电流反馈明显削弱了lcl滤波器的谐振尖峰，同时对系统低频和高频的特性不会造成影响。从图中可以看出，引入电容电流反馈可以有效抑制lcl滤波器的谐振尖峰，它只改变谐振频率附近的幅相频率特性，不影响系统低频和高频的特性；基于以上分析，本发明采用电容电流反馈有源阻尼的控制策略。
现有的pi调节器、pr调节器和准pr控制性能比较：并网电流闭环调节器gc(s)常采用pi调节器或pr调节器，前者实现简单，后者在基波或者某个特定次谐波处可以获得高增益，能够消除并网电流误差或抑制电网电压某个特定次谐波对并网电流的影响，下边分别予以介绍。
pi调节器的传递函数为
pr调节器的传递函数为
qpr调节器的传递函数为
图4为pi、pr、和准pr控制环节的伯德图。对于lcl单相并网逆变器，pi调节器在基波处增益很小，无法实现无静差调节，增大积分系数k2可以提高低频段系统环路增益，有助于减小稳态误差，但受系统稳定性限制，k2取值存在上限，采用pr调节器可以克服这一问题，从伯德图4中可以看出，pr调节器在基波角频率ω0处可以获得极大增益，从而实现并网电流基波分量的无静差调节。
然而，由于负荷变化和电网故障等因数，实际的电网频率会发生波动。当电网频率偏离pr调节器所设置的基波角频率时，pr调节器提供的增益将迅速下降，使得并网电流稳态误差迅速增大。为保证pr调节器在电网的基波频率处始终具有很高的增益，目前采用qpr调节器。ωi为qpr调节器的-3db截止频率，通过增大ωi可以使qpr调节器在较宽的频带内获得高于pi调节器的增益。从伯德图4中可以看出，相比与pr调节器，尽管qpr调节器能够适应一定范围内电网电压频率波动，但是其增益大幅降低，导致电网电流稳态误差增大。
根据上面的分析，pi，pr和准pr调节器都不能独立的兼顾较高增益和适应电网频率波动。为了解决这一问题，本发明提出了一种比例、积分、谐振混合框架结构的改进型调节器(pir)，电流调节器的传递函数为：
ki＝ki0+kr0+kr1＝αki+βki+γki(8)
式(7)，(8)中，kp为比例系数，ki0为纯积分系数，kr0为纯谐振系数，kr1为准谐振系数，ki为总的积分系数值，α，β，γ分别为ki0，kr0，kr1的权重系数。将式(8)带入式(7)，得到另外一种形式。
图5为改进型调节器的伯德图，显而易见，改进的调节器在基波角频率ω0处的增益远大于qpr调节器和pi调节器的增益，这将提高并网电流的稳态精度。同时，从伯德图也可以看出，改进的调节器能够适应一定范围内的电网电压频率波动，这就说明改进的调节器既能够提高并网电流的稳态精度，又能对电网电压频率波动具有一定的鲁棒性。
仿真验证：为了评估改进型调节器的有效性，本发明结合电容电流反馈有源阻尼和改进型调节器的控制策略，以表1所示单相lcl型并网逆变器的参数为例，分别对pi、qpr、pir以及电容电流反馈系数设计合适的闭环参数值，使各系统具有相同的相位裕度和幅值裕度，然后对比仿真结果。
表1单项lcl并网逆变器参数
由现有技术可知，当pr调节器和pi调节器具有同样参数时，他们应该获得类似的性能。同理，对于所提出的改进型pir调节器，当pir调节器和pi调节器具有同样参数时，他们也应该具有类似的稳定裕度。也就是说，pir调节器参数满足如下关系：
kp＝k1(10)
ki＝k2＝ki0+kr0+kr1＝αki+βki+γki(11)
这里选取半载时并网电流功率因数不低于0.98；pm>45°，以保证良好的动态响应；gm>3db，以保证足够的鲁棒性。分别设计了pi，准pr和pir调节器满足以上条件的参数，kp＝k1＝k5＝0.45，ki＝k2＝k6ωi＝2201，ki1＝0.1。对于pir调节器，积分系数主要分布在谐振环节，可根据实际系统对误差和电网频率波动的具体要求，灵活选择权重系数。这里折中考虑纯谐振系数与准谐振系数，取α＝1/2201、β＝1100/2201、γ＝1100/2201。
图6为根据以上设计参数绘制的系统环路增益t(s)的伯德图。可见，分别采用pi调节器、qpr调节器和改进的pir调节器在具有同样参数条件下，他们的相位裕度都为48°>45°，幅值裕度都为4.29db>3db，满足要求。而采用pir调节器的环路增益在基波频率f0处远高于采用pi和qpr调节器的增益。同时pir调节器也能够和qpr调节器一样适应一定范围类电网频率波动。这说明本发明提出的pir调节器的性能优于pi调节器和qpr调节器。
根据所设计的调节器参数以及电容电流反馈系数对单相lcl型并网逆变器系统进行仿真，仿真结果如图所示。图7为电网电压频率为稳定的50hz时系统采用不同调节器时满载稳态仿真波形。由图可知，当采用pi调节器时，并网电流具有3.7°的相位误差，并网电流的有效值27.45a大于给定值(300/11a)。如图8和图9所示，当采用pi调节器时，有功功率为6066w,略大于给定6kw,但无功功率多达400var，说明当采用pi调节器时，并网电流出现较大相位误差和一定的幅值误差。
当采用qpr调节器时，并网电流基本没有相位误差，但并网电流的有效值(27.03a)明显小于给定值。如图8和图9所示，当采用qpr调节器时，有功功率为5935w，小于给定6kw，无功功率接近0var，说明当采用qpr调节器时，并网电流无明显相位误差，但是具有一定的幅值误差。
当采用本文提出的改进型pir调节器时，并网电流基本没有相位误差，并网电流的有效值27.269a与给定值基本一致。如图8和图9所示，当采用pir调节器时，有功功率趋近于6kw，无功功率趋近于0var，说明当采用qpr调节器时，并网电流无明显相位误差，也没有明显幅值误差，能够实现真正意义上的功率因数为1的传输,而且在功率等级越高的系统下，效果更明显。
图10为电网频率波动时，采用pir调节器的并网电流与并网电压稳态波形。当设置电网电压波动范围为49.5～50.2hz时，并网电流的有效值在27.25a左右，接近给定值。如图11所示，当电网频率波动时，在改进pir调节器控制下，有功在额定功率6kw附近摆动，无功功率趋近于0var。仿真实验说明，在满足同样的动态响应和鲁棒性要求下，本文提出的改进型pir调节器比pi和qpr调节器具有更高的控制精度，同时也能适应一定范围内电网电压频率波动。
仿真结论：本发明提出了基于有源阻尼的单相lcl并网逆变器改进型电流调节器(pir)。改进型的pir调节器相比于现有的pi和qpr调节器，在具有同样相位裕度、稳定裕度和适应一定的电网频率波动条件下，具有更高的并网电流控制精度，基本上实现了真正意义上的功率因数为1的传输。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内，因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。