本发明专利涉及一种直流-直流电源转换装置，特别是适用于电流连续、断续或临界断续等各种工作模式的带同步整流的反激式直流-直流电源转换装置。
背景技术：
直流/直流转换是最基本的电能变换形式之一。反激变换器由于其拓扑简单，元器件少等特点，在小功率开关电源中被广泛使用，通常在100～200w以下。反激变换器的损耗主要包括原边开关管的损耗、变压器损耗、吸收电路的损耗以及副边整流器的损耗。其中，输出端整流器的损耗是反激式变换器的主要损耗之一，在低电压、大电流的输出情况下，整流管的损耗占的比重尤为突出。
为了减小整流管的损耗，一种主要的手段是同步整流技术。图1所示为一种采用了同步整流技术的反激式直流-直流电源转换装置，其中所示同步整流控制电路100为一种最常用的现有技术的同步整流控制电路的简化原理图。
如图1所示，当原边功率开关管q1关断，能量从变压器t的原边转移到副边，同步整流管qsr的体二极管导通续流，同步整流管qsr的漏极vd变成负压。当vd电压低于基准电压vth1时，比较器101输出翻转，使触发器103置位，触发器103的输出经驱动电路104驱动后，输出同步整流管的控制信号vg_sr，控制同步整流管qsr导通。同步整流管qsr导通可以大大降低输出整流器的导通压降，达到减小损耗、提高效率的目的。随着续流电流减小，vd电压升高，当vd电压高于基准电压vth2时，比较器102输出翻转，使触发器103复位，控制同步整流管q2关断。另外，在同步整流控制电路100中还加入了最小导通时间电路107和或门108来以防止vd波形的振荡导致同步整流管qsr的控制信号vg_sr在开通的时候误关断，另加入了最小关断时间电路105和与门106以设置一个最小关断时间，避免同步整流管qsr在关断后重新开通。
采用图1所示同步整流控制方式，由于从同步整流控制电路100检测到vd达到基准电压至同步整流管控制信号翻转，控制电路存在不可避免的延时，包括同步整流管的开通延时td1和关断延时td2，如图2和图3所示。其中图2所示为图1所示反激变换器工作在电流断续模式或临界断续模式时的主要波形，图3所示为图1所示反激变换器工作在电流连续模式时的主要波形。
由图2可以看到，当vd电压达到基准vth2，经过延时td2之后同步整流管qsr的控制信号vg_sr从高电平翻转为低电平，同步整流管qsr关断，其体二极管流过副边电流。由于反激变换器工作在电流断续模式或临界断续模式时，副边电流下降斜率较小，因此同步整流管qsr的关断时间可以控制在副边电流过零点之前，因此不会发生同步整流管qsr与原边功率开关管q1的共通。
如图3所示，在电流连续模式下，在t3时刻原边功率开关管q1开通，流经同步整流管qsr的电流开始以较大斜率迅速下降，相应的vd电压开始上升；在t4时刻，vd电压达到基准vth2，再经过延时td2之后的t5时刻同步整流管qsr才关断。由此可见，在t3至t5这段区间内，原边功率开关管q1和同步整流管qsr都是处于共通的状态，因此会产生较大的共通电流，使反激变换器工作异常，甚至造成电路损坏。
因此，图1所示的现有的同步整流控制技术仅适用于反激变换器工作在电流断续模式或临界断续模式，具有较大的局限性。而很多应用情况或工作条件下，为了优化装置效率，会希望设计反激变换器进入电流连续模式。
针对电流连续模式的反激变换器，一种现有的解决方案是采用光耦或磁元件将原边开关管的信号传输到变压器副边，再经一定的逻辑处理之后用于控制副边同步整流管。但是由于传输的是高频脉冲信号，因此光耦要采用昂贵的高速光耦，而磁元件价格更高，因此这种隔离传输同步整流管控制信号的方法在工业界应用相对较少。
技术实现要素：
为了解决以上问题，本发明提供了一种新型的同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法。
一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，包括：反激电路和辅助开关；反激电路包括一个输入电路、一个输出电路和一个变压器；所述的输入电路包括原边功率开关管，所述的输入电路接收直流输入电压，给变压器供电，原边功率开关管与所述变压器原边功率绕组串联；输出电路与所述变压器的副边功率绕组耦合，将所述变压器在所述原边功率开关管关断期间释放的能量在所述输出电路的输出端口产生一个直流电，提供给负载；所述辅助开关与变压器的原边功率绕组并联；
作为优选，所述输入电路的直流输入电压为蓄电池等直流电源直接输出的直流电压或其他转换电路输出的直流电压，所述的直流输入电压为电网的交流电压经过二极管整流电路输出的恒定直流电压或正弦半波电压。
作为优选，变压器原边功率绕组一端接直流输入电压正极，变压器原边功率绕组的另一端与原边功率开关管的漏极连接，第一开关管的源极接直流输入电压负极，变压器副边功率绕组的一端与同步整流控制电路的vd端、副边同步整流管的漏极连接，副边同步整流管的栅极与同步整流控制电路的vg端连接，变压器副边功率绕组的另一端与电容co的一端、负载的一端连接，电容co的另一端与负载的另一端、副边同步整流管的源极以及同步整流控制电路的gnd端连接；所述辅助开关与变压器的原边功率绕组并联。
作为优选，变压器原边功率绕组的一端接原边功率开关管的源极，原边功率开关管的漏极接直流输入电压正极，变压器原边功率绕组的另一端接直流输入电压负极，变压器副边功率绕组的的一端与同步整流控制电路的vd端、副边同步整流管的漏极连接，副边同步整流管的栅极与同步整流控制电路的vg端连接，变压器副边功率绕组的另一端与电容co的一端、负载的一端连接，电容co的另一端与负载的另一端、副边同步整流管的源极以及同步整流控制电路的gnd端连接；所述辅助开关与变压器的原边功率绕组并联。
作为优选，所述辅助开关为具有双向阻断能力的半导体器件。
作为优选，所述辅助开关是二极管与金属氧化物半导体场效应管构成的复合开关，二极管的方向与金属氧化物半导体场效应管体二极管的方向相反；
作为优选，所述辅助开关是两个反向串联的金属氧化物半导体场效应管构成的复合开关。
作为优选，所述辅助开关导通的时间是固定的或由同步整流反激式直流-直流电源转换装置的控制电路根据电路的工作情况进行调整的。
作为优选，所述变压器的激磁电流工作在断续状态、连续状态或临界断续状态。
一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置的控制方法，该方法具体包括以下步骤：
步骤1：同步整流反激式直流-直流电源转换装置分别产生原边功率开关管的控制信号和辅助开关的控制信号；
步骤2：辅助开关在原边功率开关管开通之前导通一次或两次使得在该段时间内变压器原边功率绕组被短路；
步骤3：同步整流控制电路根据副边同步整流管两端的电压信号产生同步整流管控制信号。
作为优选，辅助开关在所述同步整流反激式直流-直流电源转换装置工作在电流连续模式时，在原边功率开关管开通之前导通一次或两次；辅助开关在所述同步整流反激式直流-直流电源转换装置工作在电流断续模式或电流临界断续模式时，在原边功率开关管开通之前导通一次、两次或不导通。
本发明的原理在于：对于同步整流反激式直流-直流转换器，当其工作在电流连续状态下，由于原边功率开关管开通之后副边电流才下降，对于常规的检测副边同步整流管两端电压的负压达到一定阈值的幅值来关断同步整流管的控制方式，不可避免的存在共通的问题。本发明提出的同步整流反激式直流-直流电源转换装置通过在原边功率开关管开通之前利用与变压器原边绕组并联的辅助开关导通一段时间，将变压器所有绕组电压箝位在零电平，对应使得副边同步整流管两端电压等于输出电压，从而在原边功率开关管开通之前关断副边同步整流管，消除了原边功率开关管和副边同步整流管共通的可能性。而当同步整流反激式直流-直流转换器工作在电流断续模式或电流临界断续模式下，由于常规的检测副边同步整流管两端电压的负压的控制方式已经可以在原边功率开关管开通之前提前关断副边同步整流管，因此本发明的装置和方法依旧适用。
本发明所采用的电路结构及其实现方法，相对于现有技术有明显的优点；只需在变压器原边功率绕组两端并联一个辅助开关，即可利用现有技术的副边同步整流控制技术实现无共通风险、兼容电流断续模式、电流临界断续模式和电流连续模式的同步整流反激式直流-直流转换器，辅助开关的驱动信号产生逻辑电路简单。进一步，辅助开关的驱动信号产生电路与常规的反激转换器的控制电路可以集成到同一块芯片之中，进一步降低装置成本。
附图说明
图1示出一种采用现有技术的同步整流控制电路的同步整流反激式直流-直流转换器；
图2示出图1所示电路工作在电流断续模式下的关键波形；
图3示出图1所示电路工作在电流连续模式下的关键波形；
图4示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器第一具体实施例示意图；
图5示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第一种辅助开关控制方式工作在电流连续模式下的具体波形；
图6示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第一种辅助开关控制方式工作在电流断续模式下的具体波形；
图7示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第二种辅助开关控制方式工作在电流连续模式下的具体波形；
图8示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第三种辅助开关控制方式工作在电流连续模式下的具体波形；
图9示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第二具体实施例示意图；
图10示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的辅助开关的具体实施例。
具体实施方式
以下结合附图对本发明做详细的描述。通过对本发明具体实施例的描述，可以更加易于理解本发明的特征和细节。本文没有详细描述公知的实施方式和操作手段，以免混淆本发明的各种技术实施方案，但是，对本领域的技术人员而言，缺乏一个或者多个具体的细节或者组件，不影响对本发明的理解以及实施。
本说明书所述的“实施例”或者“一个实施例”是指结合实施例描述的包含在本发明的至少一个实施例中的具体特征、结构、实施方式和特点。因此，在说明书不同地方提到“在一个实施例中”时，未必指的是同一个实施例。这些特征，结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或多个实施例中。
图4是本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例的电路示意图，所述同步整流反激式直流-直流转换器包括反激电路200和辅助开关qa，进一步，所述同步整流反激式直流-直流转换器还包括同步整流控制电路100。
其中，所述反激电路200包括：
输入电路，包括原边功率开关管q1，接收直流输入电压vin；所述输入电路的两个输入端分别连接变压器t的原边功率绕组wp的同名端和原边功率管q1的源极，变压器t的原边功率绕组wp的同名端接直流输入电压vin的正端，原边功率管q1的源极接直流输入电压vin的负端，原边功率开关管q1的漏极接变压器t原边功率绕组wp的异名端，原边功率开关管q1的栅极接收控制信号vg1；
变压器t，至少包含一个原边功率绕组wp和一个副边功率绕组ws；
输出电路，包括副边同步整流管qsr和输出电容co，所述变压器t的副边功率绕组ws的异名端接输出电容co的正极，所述变压器t的副边功率绕组ws的同名端接副边同步整流管qsr的漏极，所述副边同步整流管qsr的源极接输出电容co的负极，所述副边同步整流管qsr的栅极接收控制信号vg_sr。
所述辅助开关qa与变压器t的原边绕组wp并联，所述辅助开关qa的一端接变压器t的原边绕组wp的同名端，所述辅助开关qa的另一端接变压器t的原边绕组wp的异名端，所述辅助开关qa的控制端接收控制信号vga。
所述同步整流控制电路100的vd端副边同步整流管qsr的漏极，gnd端接副边同步整流管qsr的源极，vg端接副边同步整流管qsr的栅极。
为了方便描述，定义变压器t的匝比n为原边功率绕组wp的匝数与副边功率绕组ws的匝数之比，在本说明书的其它实施例中也是如此，不再单独定义。
参考图5本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第一种辅助开关控制方式工作在电流连续模式下的具体波形以及图1所示的现有技术的同步整流控制电路100：
在t1时刻，原边功率开关管q1关断，存储在变压器t中的能量转移到输出回路，原边电流ip下降，副边电流is上升，副边同步整流管qsr的体二极管导通流过副边电流is，使得副边同步整流管qsr两端的电压vds_qsr等于负的体二极管的压降。根据图1所示的同步整流控制电路100的工作原理可知，由于副边同步整流管qsr的体二极管压降低于同步整流控制电路100的内部基准电压vth1，比较器101输出翻转，使触发器103置位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管qsr的栅极。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时td1之后的t2时刻，副边同步整流管控制信号vg_sr由低电平翻转为高电平，控制副边同步整流管qsr导通。在副边同步整流管qsr导通期间，随着副边电流is电流下降，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr上升，但是由于电路工作在电流连续状态，vds_sr达不到基准电压vth2；
在t3时刻，辅助开关qa的控制信号vga为高电平，控制辅助开关qa导通，变压器t的原边绕组wp被qa短路，由于变压器t各绕组相互耦合，变压器t的副边功率绕组ws两端电压也为零或近似为零，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr上升而高于基准电压vth2，比较器102输出翻转，使触发器103复位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管qsr的栅极，副边电流is开始下降，原边功率绕组回路中电流上升。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时td2之后的t4时刻，副边同步整流管控制信号vg_sr由高电平翻转为低电平，控制副边同步整流管qsr关断，副边电流is回到零，之后，变压器t原边绕组wp中剩余的能量经辅助开关qa构成循环回路；
在t5时刻，辅助开关qa的控制信号vga由高电平翻转为低电平，辅助开关qa关断，变压器t的各绕组的短路效果解除；同时，原边功率开关管q1的栅极信号由低电平翻转为高电平，原边功率开关管q1导通，存储在原边绕组wp中的能量使得原边电流ip产生一定的初值；在原边功率开关管q1导通期间，直流输入电压v1加在变压器t的原边功率绕组wp两端给变压器t的激磁电感励磁，原边电流ip开始上升。
由以上分析可见，在电流连续模式下，本发明提出的同步整流反激式直流-直流电源转换装置在原边功率开关管开通之前提前关断了副边同步整流管，消除了原边功率开关管和副边同步整流管共通的可能性，变压器原边不会产生共通电流，但是同步整流控制电路100的延时td2造成副边同步整流管qsr与辅助开关qa存在时长为td2的共通区间，在此期间，变压器副边电流is还是有可能会下降成负值，增加电路损耗。但是相对传统的同步整流反激式直流-直流电源转换装置，由于消除了原边功率开关管和副边同步整流管共通，电路损耗大大降低，且没有元器件损坏的风险。
参考图6本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第一种辅助开关控制方式工作在电流断续模式下的具体波形以及图1所示的现有技术的同步整流控制电路100：
在t1时刻，原边功率开关管q1关断，存储在变压器t中的能量转移到输出回路，原边电流ip下降，副边电流is上升，副边同步整流管qsr的体二极管导通流过副边电流is，使得副边同步整流管qsr两端的电压vds_qsr等于负的体二极管的压降。根据图1所示的同步整流控制电路100的工作原理可知，由于副边同步整流管qsr的体二极管压降低于同步整流控制电路100的内部基准电压vth1，比较器101输出翻转，使触发器103置位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管qsr的栅极。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时td1之后t2时刻，副边同步整流管控制信号vg_sr由低电平翻转为高电平，控制副边同步整流管qsr导通；
在副边同步整流管qsr导通，随着副边电流is电流下降，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr上升。在t3时刻，vds_sr达到基准电压vth2，比较器102输出翻转，使触发器103复位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管qsr的栅极。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时td2之后的t4时刻，副边同步整流管的控制信号vg_sr由高电平翻转为低电平，控制副边同步整流管qsr关断，副边同步整流管qsr的体二极管导通流过副边电流is；
在t5时刻，副边电流is下降到零，变压器t的激磁电感与原边功率开关管q1两端的等效电容振荡；
在t6时刻，辅助开关qa的控制信号vga为高电平，控制辅助开关qa导通，变压器t的原边绕组wp被qa短路，由于变压器t各绕组相互耦合，变压器t的副边功率绕组ws两端电压也为零或近似为零，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr也相应等于输出电压vo。由于在t4时刻副边同步整流管的控制信号vg_sr已经翻转为低电平，因此辅助开关qa的动作不影响vg_sr的状态；
在t7时刻，辅助开关qa的控制信号vga由高电平翻转为低电平，变压器t的各绕组的短路效果解除，在t7时刻或者经过一小段延时之后，原边功率开关q1的栅极信号由低电平翻转为高电平，直流输入电压v1加在变压器t的原边功率绕组wp两端给变压器t的激磁电感励磁，原边电流ip从零开始上升。
由以上分析可见，在电流断续模式下，辅助开关qa对副边同步整流管qsr的正常工作没有任何影响，因此在电流断续模式下也可以选择屏蔽辅助开关qa的控制信号，使得辅助开关qa不工作。
参考图7本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第二种辅助开关控制方式工作在电流连续模式下的具体波形以及图1所示的现有技术的同步整流控制电路100：
在t3时刻，辅助开关qa的控制信号vga从低电平变为高电平，控制辅助开关qa导通，变压器t的原边功率绕组wp被qa短路，由于变压器t各绕组相互耦合，变压器t的原边功率绕组wp和副边功率绕组ws两端电压也为零或近似为零，副边电流is开始下降，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr开始上升到等于输出电压vo，从而高于基准电压vth2，比较器102输出翻转，使触发器103复位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管qsr的栅极。在t4时刻，辅助开关qa的控制信号vga从高电平变为低电平，控制辅助开关qa关断，辅助开关的短路效果解除，原边功率开关管q1两端电压上升，副边电流is开始上升，副边同步整流管qsr维持导通。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时td2之后的t5时刻，副边同步整流管qsr的控制信号vg_sr由高电平翻转为低电平，控制副边同步整流管qsr关断，副边同步整流管qsr的体二极管流过副边电流is，副边同步整流管qsr的两端压降低于基准电压vth1，但是由于同步整流控制电路100内部的最小关断时间模块的作用，副边同步整流管qsr仍旧保持关断。在t6时刻，原边功率开关管q1的栅极信号由低电平翻转为高电平，原边功率开关管q1导通，副边能量转移到原边，使得原边电流ip产生一定的初值；在原边功率开关管q1导通期间，直流输入电压v1加在变压器t的原边功率绕组wp两端给变压器t的激磁电感励磁，原边电流ip开始上升。
类似地，图7所示的本发明采用第二种辅助开关控制方式工作在电流断续模式下，辅助开关qa对副边同步整流管qsr的正常工作没有任何影响，这里不再详细分析。
图7所示的本发明采用第二种辅助开关控制方式与图5所示本发明采用第一种辅助开关控制方式相比，由于辅助开关qa的脉冲宽度可以设置的小于同步整流控制电路的延时td2，因此变压器副边与原边功率绕组回路的共通导通时间更小，副边电流is的负值也得到降低，从而降低了电路损耗。
参考图8本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第一具体实施例采用第三种辅助开关控制方式工作在电流连续模式下的具体波形以及图1所示的现有技术的同步整流控制电路100：
在t3时刻，辅助开关qa的控制信号vga从低电平变为高电平，控制辅助开关qa导通，变压器t的原边功率绕组wp被qa短路，由于变压器t各绕组相互耦合，变压器t的原边功率绕组wp和副边功率绕组ws两端电压也为零或近似为零，副边电流is开始下降，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr开始上升到等于输出电压vo，从而高于基准电压vth2，比较器102输出翻转，使触发器103复位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管qsr的栅极。在t4时刻，辅助开关qa的控制信号vga从高电平变为低电平，控制辅助开关qa关断，辅助开关的短路效果解除，原边功率开关管q1两端电压上升，副边电流is开始上升，副边同步整流管qsr维持导通。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时td2之后的t5时刻，副边同步整流管qsr的控制信号vg_sr由高电平翻转为低电平，控制副边同步整流管qsr关断，副边同步整流管qsr的体二极管流过副边电流is，副边同步整流管qsr的两端压降低于基准电压vth1，但是由于同步整流控制电路100内部的最小关断时间模块的作用，副边同步整流管qsr仍旧保持关断。在t6时刻，辅助开关qa的控制信号vga重新从低电平变为高电平，控制辅助开关qa导通，变压器t的原边功率绕组wp被qa短路，由于变压器t各绕组相互耦合，变压器t的原边功率绕组wp和副边功率绕组ws两端电压也为零或近似为零，副边电流is开始下降，副边同步整流管qsr两端的电压vds_sr开始上升到等于输出电压vo，原边功率开关管两端的电压vds_q1下降到等于输入电压vin。在t7时刻，原边功率开关管q1的栅极信号由低电平翻转为高电平，原边功率开关管q1导通，副边能量转移到原边，使得原边电流ip产生一定的初值；在原边功率开关管q1导通期间，直流输入电压v1加在变压器t的原边功率绕组wp两端给变压器t的激磁电感励磁，原边电流ip开始上升。
类似地，图8所示的本发明采用第三种辅助开关控制方式工作在电流断续模式下，辅助开关qa对副边同步整流管qsr的正常工作没有任何影响，这里不再详细分析。
图8所示的本发明采用第三种辅助开关控制方式与图7所示本发明采用第二种辅助开关控制方式相比，辅助开关qa在原边功率开关管开通之前导通了两次，在第二次导通期间，原边功率开关管q1两端的电压vds_q1下降到等于输入电压vin，因此在原边功率开关管q1开通时可以降低原边功率开关管q1的损耗。
图9是本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第二具体实施例的电路示意图，所述同步整流反激式直流-直流转换器包括反激电路200和辅助开关qa，进一步，所述同步整流反激式直流-直流转换器还包括同步整流控制电路100。
其中，所述反激电路200包括：
输入电路，包括原边功率管q1，接收直流输入电压；所述输入电路的两个输入端分别为原边功率开关管q1的漏极和变压器t的原边功率绕组wp的异名端，原边功率开关管q1的漏极接直流输入电压vin的正端，原边功率开关管q1的源极接变压器t原边功率绕组的同名端，原边功率开关管q1的栅极接收控制信号vg1；变压器t的原边功率绕组wp的异名端接直流输入电压vin的负端；
变压器t，至少包含一个原边功率绕组wp和一个副边功率绕组ws；
输出电路，包括副边同步整流管qsr和输出电容co，所述变压器t的副边功率绕组ws的异名端接输出电容co的正极，所述变压器t的副边功率绕组ws的同名端接副边同步整流管qsr的漏极，所述副边同步整流管qsr的源极接输出电容co的负极，所述副边同步整流管qsr的栅极接收控制信号vg_sr。
所述辅助开关qa与变压器t的原边绕组wp并联，所述辅助开关qa的一端接变压器t的原边绕组wp的同名端，所述辅助开关qa的另一端接变压器t的原边绕组wp的异名端，所述辅助开关qa的控制端接收控制信号vga。
所述同步整流控制电路100的vd端副边同步整流管qsr的漏极，gnd端接副边同步整流管qsr的源极，vg端接副边同步整流管qsr的栅极。
图9示出的本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第二具体实施例与图4示出的本发明的同步整流反激式直流-直流转换器第一具体实施例的区别仅在于反激电路的结构有所区别，工作过程和副边同步整流管的控制方式基本相同，这里不再赘述。
进一步，本专业的技术人员应当知道，本发明的同步整流反激式直流-直流转换器工作在电流临界断续模式时，副边同步整流管的关断过程与其工作在电流断续模式时类似，辅助开关同样没有影响，因此不再单独描述。
参考图10示出的本发明中的辅助开关qa的若干具体实施例。辅助开关qa可以为单个具有双向阻断能力的半导体器件如图10(a)所示的双极晶体管，所述双极晶体管的发射极作为辅助开关qa的a端连接到变压器t的原边绕组wp的同名端，所述双极晶体管的集电极辅助开关qa的b端连接到变压器t的原边绕组wp的异名端，所述双极晶体管的基极作为辅助开关qa的控制端c接收控制信号vga。
辅助开关qa也可以为图10(b)～(e)示出的多个半导体器件构成的复合开关。参考图10(b)，所述辅助开关qa是由两个反向串接的mosfetqa1和qa2构成的复合开关。其中，qa1的源极作为辅助开关qa的a端连接到变压器t的原边绕组wp的同名端，其漏极与qa2的漏极连接，qa2的源极作为辅助开关qa的b端连接到变压器t的原边绕组wp的异名端，qa1与qa2的栅极相互连接作为辅助开关qa的控制端c接收控制信号vga；
参考图10(c)，所述辅助开关qa是由两个反向串接的igbtqa1和qa2构成的复合开关。其中，qa1的发射极作为辅助开关qa的a端连接到变压器t的原边绕组wp的同名端，其集电极与qa2的集电极连接，qa2的发射极作为辅助开关qa的b端连接到变压器t的原边绕组wp的异名端，qa1与qa2的栅极相互连接作为辅助开关qa的控制端c接收控制信号vga；
参考图10(d)，所述辅助开关qa是由一个mosfetqb和一个二极管db构成的复合开关。其中，qb的源极作为辅助开关qa的a端连接到变压器t的原边绕组wp的同名端，qb的栅极作为辅助开关qa的控制端c接收控制信号vga，qb的漏极与db的阴极连接，db的阳极作为辅助开关qa的b端连接到变压器t的原边绕组wp的异名端；
参考图10(e)，所述辅助开关qa是由一个igbtqb和一个二极管db构成的复合开关。其中，qb的发射极作为辅助开关qa的a端连接到变压器t的原边绕组wp的同名端，qb的栅极作为辅助开关qa的控制端c接收控制信号vga，qb的集电极与db的阴极连接，db的阳极作为辅助开关qa的b端连接到变压器t的原边绕组wp的异名端。
本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。
可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
在下面以某些特定权利要求的形式描述本发明的某些方案的同时，发明人仔细考虑了本发明各种方案的许多权利要求形式。因此，发明人保留在提交申请后增加附加权利要求的权利，从而以这些附加权利要求的形式追述本发明的其它方案。
本发明还提供一种兼容电流断续模式、电流临界断续模式和电流连续模式和的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的副边同步整流管的控制方法：
步骤1：同步整流反激式直流-直流电源转换装置分别产生原边功率开关管的控制信号和辅助开关的控制信号；
步骤2：辅助开关在原边功率开关管开通之前导通一次或两次使得在辅助开关导通期间变压器原边功率绕组被短路；
步骤3：同步整流管控制电路根据副边同步整流管两端的电压信号产生同步整流管控制信号。