本发明涉及交流电变换装置
技术领域：
，具体涉及一种三相-两相矩阵变换器及控制方法。
背景技术：
：如图1为常规的带独立中线的三端输出的三相-两相矩阵变换器，其输入三相对称电压eabc表达式为：上式中，ei为输入三相电压的幅值。假设两相输出电压正交，则输出侧两相电压表达式为：式中，u1、u2分别为输出两相基波电压的幅值，定义输出不对称度为ε＝u2/u1，且u1≥u2；ωo为输出角频率。为简化推导过程，忽略输出侧阻感负载引起的电流与电压之间相位差δ，则输出两相的总功率p1+p2为：式中，i1、i2为输出侧两相基波电流的幅值。由式3可知，当输出为两相不对称时，若拓扑中没有补偿单元来吸收输出不对称产生的脉动功率量，忽略系统损耗，根据输入输出瞬时功率守恒原则，由上式的输出功率表达式可知，输入电流中除了基波之外，必然含有与输出频率有关的低频谐波分量。忽略输入电流中的高频谐波量，假设三相输入电流iabc表达式为：式中，ii2、ii3分别为输入电流中频率为ωi2、ωi3谐波量的幅值，同时假设谐波电流的幅值满足：ii2＝ii3。由式(1)、式(4)可得输入功率表达式为：根据输入输出瞬时功率守恒原则，即pi＝p1+p2，可得到如下关系式：由上式可知，输入电流低频谐波的频率ωi2、ωi3是与输入频率ωi与输出设定频率ωo均有关的量，且该频率较开关频率(开关频率取值fs＝10khz)要小很多，因此较难用输入lc滤波器滤除。由式(6)可进一步推导得频率为ωi2、ωi3的谐波电流含量η1、η2及输入电流总谐波畸变率(thd)近似理论计算表达式为：由式(7)可知，常规的带独立中线的三端输出的三相-两相矩阵变换器和常规的控制算法只能实现两相不对称正弦输出，无法保证输入性能，即输入中含有难以消除的低频谐波，而且该输入低频谐波含量η1、η2以及输入电流的thd值均与输出不对称度ε有关。现有技术中有采用改进的相角调制方法降低输出两相不对称引起的3-2mc输入电流谐波，但该方法局限于输入与输出同频的情况，如输出输入频率不相等，或者要求输出频率连续可调，则输入电流中将有含量较大的谐波量，且该谐波频率较低，不容易采用输入lc滤波器滤除。技术实现要素：因此，本发明要解决的技术问题在于常规的带独立中线的三端输出的三相-两相矩阵变换器和常规的控制算法在实现两相不对称正弦输出时导致输入中含有难以消除的低频谐波。为此，本发明实施例提供了如下技术方案：一种三相-两相矩阵变换器，包括：四组双向开关组，用于将三相交流输入转换为两相交流输出，四组所述双向开关组的输入端分别接三相输入，其中两组所述双向开关组的输出端作为两相输出端，另两组所述双向开关组的输出端分别作为补偿端和公共端；补偿电感，一端与所述补偿端连接、另一端与所述公共端连接；控制器，用于控制所述双向开关组中的双向开关按照预设规则导通与关闭。优选地，还包括补偿电容，所述补偿电容与所述补偿电感串联。一种三相-两相矩阵变换器的控制方法，包括以下步骤：获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟逆变电路的各扇区内的有效矢量占空比，其为：其中，m1、m2、ml分别为输出侧与补偿侧输出电压调制函数的调制系数，ωo为输出角频率，为输出侧与补偿侧的初始相位，l为输出侧电感，r为输出侧电阻；δ为输出侧电压与电流的相位差，lc为补偿电感；获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比；根据所述虚拟逆变电路的各扇区内的有效矢量占空比和所述虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比，获取所述三相-两相矩阵变换器在一个开关周期内的有效矢量和零矢量占空比。优选地，所述获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比的步骤包括：利用级联的输出电流外环和输入电流内环的双闭环控制获得矩阵变换器输入端电流dq轴分量期望值；其中，输出电流外环以两相输出侧的电流和补偿侧的电流的加权合成量作为控制量，且输出电流外环进行无静差调节后的输出作为所述输入电流内环的d轴有功电流期望值；根据所述矩阵变换器输入端电流dq轴分量期望值获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比。优选地，所述输入电流内环的控制表达式为：其中，为网侧电流dq轴分量期望值，为矩阵变换器输入端电流dq轴分量期望值，id、iq为三相输入电流在dq坐标轴下的直流分量，ωi为输入角频率，rf为输入滤波电感等效电阻，cf为输入滤波电容，ed、eq为三相输入电压在dq轴上的分量，kip和kii为无静差调节系数。优选地，所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比为：其中，θr为虚拟整流电路输入端电流ipa、ipb、ipc的空间矢量ir所在扇区内的夹角；mrec为虚拟整流电路的调制系数；为虚拟整流电路电流无静差调节后作dq/αβ变换后的量，idc为虚拟母线电流的直流分量，idc取常数。优选地，所述两相输出侧的电流和补偿侧的电流的加权合成量为：其中，m1为第一输出侧的输出电压调制函数的调制系数，ε为两相输出不对称度，δ为输出侧电压与电流的相位差，i1为第一输出侧的电流基波幅值。优选地，所述三相-两相矩阵变换器在一个开关周期内的有效矢量和零矢量对应的占空比为：其中，dαu～dβw为有效矢量占空比；d0为零矢量占空比，du、dv和dw为所述三相-两相矩阵变换器的虚拟逆变电路的各扇区内的有效矢量占空比，dα和dβ为所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比。本发明技术方案，具有如下优点：1.本发明实施例提供的三相-两相矩阵变换器，在常规的带独立中线的三端输出的三相-两相矩阵变换器的基础上增加了一组双向开关和补偿电感，增加的一组双向开关的输出端作为补偿端，补偿电感的两端分别与补偿端、公共端连接。通过合理设置输出端调制函数系数与补偿端调制函数系数之间的相对关系，可以使得脉动功率在一个脉动周期内对该补偿电感进行充电、放电，构成脉动功率流通环路，从而抑制了脉动功率通过双向开关耦合到输入侧，减小了其对输入电流质量的影响。2.本发明实施例提供的三相-两相矩阵变换器的控制方法，通过加权合成将三相输出电流(包括两相输出电流和一相补偿电流)转化成直流量，也即将对交流的三相输出的直接控制转换成对加权后的直流量的间接控制，大大降低了闭环控制的复杂性，从而可以采用比例积分pi调节实现无静差控制。另外，当输出侧电流发生变化时，输入电流可以在很短时间达到稳定、切换过程平滑、无明显震荡、输入侧保持较高的功率因数；当输出电流由对称切换为不对称时，输入电流能在短时间内达到稳定，输出两相电流在切换过程中无明显震荡，整个切换过程可以保持较高的功率因数。也即，该控制方法可以使得三相-两相矩阵变换器在不同输出频率状况下具有良好的稳态性能、输出频率调节范围大、输入能保持较高的功率因数和较低的谐波畸变率等优点。附图说明为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1为现有三端输出无补偿单元的三相-两相矩阵变换器电路示意图；图2为本发明实施例1中的一种带补偿电感的三相-两相矩阵变换器电路示意图；图3为图2所示三相-两相矩阵变换器的等效电路示意图；图4为本发明实施例1中的另一种三相-两相矩阵变换器电路示意图；图5为现有无补偿电感的三相-两相矩阵变换器的三相仿真输入电流波形图；图6为现有无补偿电感的三相-两相矩阵变换器的其中一相仿真输入电流的fft分析结果图；图7为本发明实施例1中三相-两相矩阵变换器的三相仿真输入电流波形图；图8为本发明实施例1中三相-两相矩阵变换器的其中一相仿真输入电流的fft分析结果图；图9为本发明实施例2中一种三相-两相矩阵变换器的控制方法流程示意图；图10为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出电压空间矢量分布图；图11为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输入电流空间矢量及扇区划分示意图；图12为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输入电流空间矢量合成示意图；图13为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路电流内环控制框图；图14为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的三相输出电流加权合成反馈外环控制框图；图15为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出电流突变时两相输出电流的动态仿真波形图；图16为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出电流突变时输入电压和输入电流的动态仿真波形图；图17为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出电流突变时三相输入电流的稳态仿真波形图；图18为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出由对称切换为不对称时三相输入电流的动态仿真波形图；图19为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出由对称切换为不对称时输入电压和输入电流的动态仿真波形图；图20为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出由对称切换为不对称时两相输出电流的动态仿真波形图；图21为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出由对称切换为不对称时补偿侧电流的动态仿真波形图；图22为本发明实施例中三相-两相矩阵变换器的输出由对称切换为不对称时补偿侧电压的动态仿真波形图。具体实施方式下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。实施例1本发明实施例提供了一种三相-两相矩阵变换器，包括：四组双向开关组，用于将三相交流输入转换为两相交流输出，四组所述双向开关组的输入端分别接三相输入，其中两组所述双向开关组的输出端作为两相输出端，另两组所述双向开关组的输出端分别作为补偿端和公共端；补偿电感，一端与所述补偿端连接、另一端与所述公共端连接；控制器，用于控制所述双向开关组中的双向开关按照预设规则导通与关闭。本发明实施例提供的三相-两相矩阵变换器，在常规的带独立中线的三端输出的三相-两相矩阵变换器的基础上增加了一组双向开关和补偿电感，增加的一组双向开关的输出端作为补偿端，补偿电感的两端分别与补偿端、公共端连接。通过合理设置输出端调制函数系数与补偿端调制函数系数之间的相对关系，可以使得脉动功率在一个脉动周期内对该补偿电感进行充电、放电，构成脉动功率流通环路，从而抑制了脉动功率通过双向开关耦合到输入侧，减小了其对输入电流质量的影响。具体的结构如图2所示，四组双向开关组分别为(sau,sbu，scu)、(sav,sbv，scv),(saw,sbw，scw)和(sax,sbx，scx),各个双向开关组的三个双向功率开关与输入电路的三相分别连接。双向开关组(sau,sbu，scu)的输出端作为三相-两相矩阵变换器的其中一相输出端(第一输出侧)、双向开关组(sav,sbv，scv)的输出端作为三相-两相矩阵变换器的另一相输出端(第二输出侧)，双向开关组(saw,sbw，scw)的输出端作为三相-两相矩阵变换器的公共端，双向开关组(sax,sbx，scx)的输出端作为补偿端(补偿侧)。补偿电感lc设置在双向开关组(sax,sbx，scx)的输出端和公共端之间。假设第一输出侧、第二输出侧与补偿侧三相电压表达式分别为：其中，u1(t)为第一输出侧上的基波电压、u2(t)为第二输出侧上的基波电压、ul(t)为补偿侧上的基波电压、u1为第一输出侧上的基波电压幅值、u2为第二输出侧上的基波电压幅值、ul为补偿侧上的基波电压幅值，ωo为输出角频率，为输出侧与补偿侧的初始相位。由上式可得输出三相电流表达式分别为：其中，i1、i2、il分别为第一输出侧、第二输出侧与补偿侧的电流基波幅值；δ为输出侧电压与电流的相位差，l为输出侧电感、r为输出侧电阻、lc为补偿电感。由式(8)、式(9)可得两相输出侧(第一输出侧、第二输出侧)与补偿侧的功率表达式为：其中，p1为第一输出侧的瞬时功率、p2为第二输出侧的瞬时功率、pc为补偿侧的瞬时功率，u1为第一输出侧上的基波电压幅值、u2为第二输出侧上的基波电压幅值、ul为补偿侧上的基波电压幅值，ωo为输出角频率，为输出侧与补偿侧的初始相位，δ为输出侧电压与电流的相位差，l为输出侧电感、r为输出侧电阻、lc为补偿电感。为抑制输出脉动功率对输入电流的影响，需使该脉动功率量仅在输出环节形成闭合回路而不耦合到输入侧，也即需要抑制上式中的功率从而满足如下等式：由该约束条件可得如下关系式：其中，u1为第一输出侧上的基波电压幅值、ε为输出不对称度(ε＝u2/u1，且u1≥u2，u2为第二输出侧上的基波电压幅值)、ωo为输出角频率，为输出侧与补偿侧的初始相位，δ为输出侧电压与电流的相位差，l为输出侧电感、r为输出侧电阻、lc为补偿电感。设输出侧与补偿侧输出电压调制函数表达式为：其中，m1、m2、ml分别为输出侧与补偿侧输出电压调制函数的调制系数；输出侧与补偿侧调制函数的初始相位的相互关系如式(11)所示。将图2所示三相-两相矩阵变换器虚拟成图3所示的交-直-交等效电路，忽略虚拟逆变环节中脉动功率补偿电感lc上的电流il对虚拟直流母线电流idc的影响，根据调制波与三角波交截理论，即输出侧调制波函数和高频三角载波交截获得开关管(spu,snu)和(spv,snv)的控制信号以调节输出电压u1(t)、u2(t)。忽略系统损耗，则此时虚拟母线侧的功率pdc(t)与输出侧功率po(t)也需要满足功率守恒原则，即：其中，udc为虚拟交-直-交电路中的虚拟母线电压；idc_12为仅有两相阻感负载条件下的虚拟母线电流。由上述式(9)、式(12)和式(13)可得，仅在两相输出电流i1(t)、i2(t)作用下的虚拟直流母线上电流idc_12为：由式(14)可知，此时图3所示的虚拟直流母线上存在二倍输出角频率的低频脉动电流为使虚拟直流母线上的电流在一个开关周期内的平均值始终为恒定量，需要控制补偿电感lc上的电流使其对母线调制的电流来抵消式(14)中的低频脉动电流则母线电流中只剩下直流量和高频分量。假设开关(spx,snx)调制波函数为则脉动功率补偿电感lc上电流il(t)单独对直流母线上电流的作用量idc_c为：为抑制脉动的母线电流引起输入电流中含有难以消除的低频谐波分量，需要约束式(14)、式(15)中的脉动量，由此可得输出侧与补偿侧的调制系数约束关系为：只要保证控制开关管(spu,snu)和(spv,snv)的调制函数系数m1、m2和开关管(spx,snx)的调制系数ml满足式(16)的关系式，就可保证虚拟直流母线电流上没有二倍频率的脉动电流分量，而此时脉动功率在一个脉动周期内对电感lc进行充电、放电，构成脉动功率流通环路，则该脉动量将不会通过双向开关耦合到输入侧，影响输入电流的质量。若输出不对称下的脉动功率完全由补偿电感lc吸收，则此时电感上的瞬时功率应该满足如下表达式：根据电感上的电流与电压之间的函数关系式，可得电感lc的取值为：式中，ic_max为电感lc上承受的最大电流。由上式可知，脉动功率补偿电感lc的取值与输出功率、输出不对称度ε成正比，与输出角频率ωo成反比，在实际应用中该参数的选择还需考虑电感上耐受的最大电流ic_max等工艺要求。下面通过仿真来验证设有补偿电感的三相-两相矩阵变换器能有效抑制输入电流中的低频谐波量。搭建三相-两相矩阵变换器的仿真模型，利用仿真软件matlab/simulink进行系统动态与静态仿真验证。系统参数设置如下：输入电压幅值输入角频率ωi＝314rad/s，输入滤波电感lf＝2mh，滤波电感等效电阻rf＝0.12ω，输入滤波电感lf上的并联阻尼电阻rd＝51ω，输入滤波电容cf＝13.2μf，负载电阻r＝20ω，负载电感l＝5mh，补偿电感lc＝15mh，开关频率fs＝10khz。图5和图6为基于图1所示的三端输出无补偿电感的三相-两相矩阵变换器的三相输入电流波形iabc与ia的fft分析仿真结果图，图6中f0为输入电流中基波量的频率、f1和f2对应两个低频谐波量频率，输出不对称度设置为ε＝0.5。由该图可知，输出不对称时，输入电流中含有幅值含量较大谐波成分，经过matlab分析得低频谐波频率分别为70hz和170hz，低频谐波的含量分别为32.4％和33.07％，该结论与式(7)理论计算结果接近(低频谐波含量理论值η1＝η2＝30％)，且输入电流中主要低频谐波频率与式(6)的计算结果一致。图7和图8为基于图2所示的四端输出带补偿电感的三相-两相矩阵变换器的三相输入电流波形iabc与ia的fft分析仿真结果图，图8中f0为输入电流中基波量的频率、f1和f2对应两个低频谐波量频率，输出不对称度设置为ε＝0.5。由该图可知，输出不对称时，由于补偿电感lc的作用，输入电流中低频谐波成分极大减少，经过matlab分析得：低频谐波频率分别为70hz和170hz的含量分别减少到0.92％和0.53％。作为一个优选的实施方式，如图4所示，三相-两相矩阵变换器还包括补偿电容，所述补偿电容与所述补偿电感串联。输出频率不高，当期望的输出功率和不对称度较大时，由式18计算获得的补偿电感对应的体积和重量均较大，因此该功率解耦电路具有一定的局限性。为实现功率解耦功能，同时降低实际解耦电路中元件的体积与系统成本，提出了采用串联lc作为脉动功率吸收单元的三相-两相矩阵变换器功率解耦拓扑，如图4所示，补偿侧采用体积、重量和成本均较低的电容来分担吸收一部分的脉动功率。实施例2如图9所示，本发明实施例提供一种三相-两相矩阵变换器的控制方法，适用于上述实施例1提供的三相-两相矩阵变换器，包括以下步骤：s1：获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟逆变电路的各扇区内的有效矢量占空比，该有效矢量占空比为：其中，m1、m2、ml分别为输出侧与补偿侧输出电压调制函数的调制系数，ωo为输出角频率，为输出侧与补偿侧的初始相位，l为输出侧电感，r为输出侧电阻；δ为输出侧电压与电流的相位差，lc为补偿电感；s2：获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比；s3：根据所述虚拟逆变电路的各扇区内的有效矢量占空比和所述虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比，获取所述三相-两相矩阵变换器在一个开关周期内的有效矢量和零矢量占空比。本发明施例提供一种三相-两相矩阵变换器的控制方法，适用于上述实施例提供的三相-两相矩阵变换器，当输出侧与补偿侧输出电压调制函数的调制系数m1、m2、ml满足时，可以使得脉动功率在一个脉动周期内对该补偿电感进行充电、放电，构成脉动功率流通环路，从而抑制了脉动功率通过双向开关耦合到输入侧，减小了其对输入电流质量的影响。优选地，所述获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比的步骤，即步骤s1包括：利用级联的输出电流外环和输入电流内环的双闭环控制获得矩阵变换器输入端电流dq轴分量期望值；其中，输出电流外环以两相输出侧的电流和补偿侧的电流的加权合成量作为控制量，且输出电流外环进行无静差调节后的输出作为所述输入电流内环的d轴有功电流期望值(也即网侧电流d轴分量期望值，图13中的)；根据所述矩阵变换器输入端电流dq轴分量期望值获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比。本发明施例提供一种三相-两相矩阵变换器的控制方法，由于输出侧的三相电流(包括两相输出电流和一相补偿电流)均为交流，直接利用其来实现闭环控制复杂性较高，因此本发明实施例中通过加权合成将该三相输出电流转化成直流量，也即将对交流的三相输出的直接控制转换成对加权后的直流量的间接控制，大大降低了闭环控制的复杂性，从而可以采用比例积分pi调节实现无静差控制。另外，当输出侧电流发生变化时，输入电流可以在很短时间达到稳定、切换过程平滑、无明显震荡、输入侧保持较高的功率因数；当输出电流由对称切换为不对称时，输入电流能在短时间内达到稳定，输出两相电流在切换过程中无明显震荡，整个切换过程可以保持较高的功率因数。也即，该控制方法可以使得三相-两相矩阵变换器在不同输出频率状况下具有良好的稳态性能、输出频率调节范围大、输入能保持较高的功率因数和较低的谐波畸变率等优点。上述步骤s1中，即所述获取所述三相-两相矩阵变换器的虚拟整流电路的各扇区内的有效矢量占空比的步骤，具体包括：划分输出电压扇区，输出电压扇区是根据期望输出侧相电压与补偿侧相电压的调制函数过零点来划分的，理论上输出侧可以划分8个扇区，具体输出侧扇区划分方式见表1所示。表1输出侧扇区划分方式扇区号划分依据iξ1≥0ξ2≥0ξl＜0iiξ1≥0ξ2≥0ξl≥0iiiξ1≥0ξ2＜0ξl≥0ivξ1＜0ξ2＜0ξl≥0vξ1＜0ξ2＜0ξl＜0viξ1＜0ξ2≥0ξl＜0viiξ1＜0ξ2≥0ξl≥0viiiξ1≥0ξ2＜0ξl＜0两相输出侧与补偿侧的调制函数如式(12)所示，由图10-图12所示的输出电压空间矢量分布、输出电压时域区间划分图可知，实际中表1所示的扇区vii和viii并不存在，因此四端输出的三相-两相矩阵变换器输出扇区的划分可进一步简化成6扇区。另外，对于步骤s2的输出电压扇区内有效矢量的占空比，由图3可知，四端输出的三相-两相矩阵变换器输出侧可等效成电压源型逆变电路，根据图10所示的输出电压旋转空间矢量示意图，对于任意扇区内，其有效矢量占空比设定为：其中，m1、m2、ml分别为输出侧与补偿侧输出电压调制函数的调制系数，ωo为输出角频率，为输出侧与补偿侧的初始相位。三相-两相矩阵变换器输入侧可等效成电流型整流器，其旋转空间矢量示意图如图11所示，输入扇区可划分成6扇区，在任意扇区内，两个有效矢量占空比表达式为：其中，θr为虚拟整流电路输入端电流ipa、ipb、ipc(如图2所示)的空间矢量ir所在扇区内的夹角；mrec为虚拟整流电路调制系数；为虚拟整流电路电流无静差调节后作dq/αβ变换后的量(也即矩阵变换器输入端电流dq轴分量期望值作dq/αβ变换后的量)，请参考图13；idc为虚拟整流电路的虚拟母线电流的直流分量，idc取常数。由输入输出扇区划分方式可知，带脉动功率补偿单元的3-2mc理论上共有36种开关组合(实际少于36种)。由于三相-两相矩阵变换器无大容量的储能元件，因而无法像常规的交-直-交变换器可以分别独立控制输入与输出侧，同时本专利采用双空间矢量间接调制方法对该变换器进行控制，因此输入输出需要联合协调控制，结合式(20)、式(21)可得，在一个开关周期(ts＝100μs)将被划分成6个有效矢量和1个零矢量，具体占空比表达式为：其中，dαu～dβw为有效矢量占空比；d0为零矢量占空比，零矢量的选择以开关管切换次数最少为依据。作为优选的实施方式，上述步骤s6中，即所述通过闭环反馈调整所述占空比的步骤中采用以输入电流dq轴分量为控制对象的内环与输出侧三相电流加权合成为控制对象的外环相互嵌套形成的级联式双空间双闭环控制方法。具体地，通过电流前馈解耦，建立以虚拟整流电路输入电流dq轴分量id、iq反馈的电流内环控制表达式为：其中，为网侧电流(图2中ia、ib和ic)dq轴分量期望值，为矩阵变换器输入端电流(图2中ipa、ipb和ipc)dq轴分量期望值(即虚拟整流电路输入电流内环输出进行无静差调节后的量)，id、iq为三相输入电流在dq坐标轴下的直流分量，ωi为输入角频率，rf为输入滤波电感等效电阻，cf为输入滤波电容，ed、eq为三相输入电压在dq轴上的分量，中的kip和kii为pi调节系数。再作dq/αβ变换即能够得到上述公式(21)中的三相交流输入电流量在dq坐标轴下转变成两个不再耦合的直流量，但输出侧仍为两相交流量，为采用pi调节实现无静差控制，需要把输出侧的交流量转变为容易控制的直流平均量。由式(19)的推导结论可知，输出侧与补偿侧三相电流加权合成量是一个常数，且该合成量间接的反映了输出功率。因此，本专利提出外环采用输出侧与补偿侧三相电流加权合成量i'σ来代替对交流量i1、i2和il的直接控制，外环pi调节输出作为电流内环d轴有功电流期望值(指令值)的给定，即该控制环路是一种双侧级联式结构，其内环与外环的控制框图如图13和14所示，此时对输入输出交流量的直接控制均转变成对直流量的控制，降低了闭环控制策略实现的复杂性。具体地，所述输出侧的两相电流和补偿电流的加权合成量为：其中，m1为第一输出侧的输出电压调制函数的调制系数，ε为两相输出不对称度，δ为输出侧电压与电流的相位差，i1为第一输出侧的电流基波幅值。由式(19)可知，在输出不对称ε确定时，由于该表达式中的调制系数m1取值为m1_max，系数cos(δ)取决于系统本身参数，式(19)所提的输出侧与脉动功率补偿侧电流加权合成量i′σ为一常数，该加权量i'σ的大小仅由输出电流幅值i1决定，同时间接的反映了输出功率，即上式所示的三相电流加权合成量i′σ是直流量。因此，本发明实施例拟将该加权合成量作为双闭环控制中的一个间接量进行控制。下面通过仿真来验证三相-两相矩阵变换器以输出电流加权合成的双空间矢量控制方法的有效性，即瞬态响应迅速，无明显超调和震荡、稳态波形良好。图15-图17为输入频率50hz、输出频率60hz、输出不对称度ε＝0.5、输出电流i1由6a切换至8a的动态响应过程的仿真结果波形。由图17可知当负载电流发生切换时，输入电流iabc在很短时间内达到稳定，切换过程平滑，无明显振荡，输入侧保持较高的功率因数。由图15～图17可知，本发明实施例所提供的控制方法可以使三相-两相矩阵变换器在不同输出频率状况下具有良好的稳态性能，输出频率调节范围大、输入能保持较高的功率因数和较低的谐波畸变率等优点。图18-图22为输入频率50hz、输出频率60hz、两相输出由对称切换至不对称度ε＝0.5的动态响应过程，由该仿真波形可知，利用本发明实施例提供的控制方法切换过程短，切换瞬间输入电流iabc有一定的超调，但仍能在较短时间内达到稳定，输出两相电流在切换过程中无明显振荡，整个过程中均能保持较高的功率因数。同时由式(15)可知，当输出为对称两相时，其补偿侧调制波函数ξl＝0，仿真波形图21中切换前的波形证明了当输出为两相对称时，补偿电感上几乎无电流，该仿真结果与理论分析一致。显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。当前第1页12