返驰式电源转换器及其二次侧控制电路的制作方法

本发明涉及一种返驰式电源转换器及其二次侧控制电路，特别是指一种返驰式电源转换器的二次侧控制电路能够根据相关于输出电压的第一电力或相关于二次侧相位信号的第二电力，产生同步整流开关信号，以控制二次侧的同步整流开关的返驰式电源转换器及其二次侧控制电路。

背景技术：

请参考图1与图2。图1示出现有技术的返驰式电源转换器的方块示意图。图2示出现有技术的功率开关的栅源极电压与导通电阻的关系图。现有技术的返驰式电源转换器100包含：一变压器15、一功率开关17、一开关控制单元13、一反馈电路14、一同步整流开关18以及一二次侧控制电路12。

在现有技术中，二次侧控制电路12根据一二次侧位准侦测信号s_vtr，产生同步整流开关信号svg，以控制同步整流开关18。在现有技术中，二次侧位准侦测信号s_vtr是通过同步整流开关18的二次侧相位节点d产生，并通过一分压电阻，而将二次侧位准侦测信号s_vtr输入至二次侧控制电路12的引脚vtr。

在现有技术中，由于仅仅能够通过二次侧控制电路12的引脚vdd接收一与输出电压vout相关的电力s_vdd，造成现有技术具有一严重缺点。此一严重缺点如图2所示，当与输出电压vout相关的电力s_vdd过低时(例如但不限于低于5v时)，则同步整流开关18的导通电阻会突然剧烈地变大，造成同步整流开关18无法完全导通，会因而导致效率降低。

本发明即是针对上述课题而提出一种返驰式电源转换器及其二次侧控制电路，其能够根据相关于输出电压的第一电力或相关于二次侧相位信号的第二电力，产生同步整流开关信号，以控制二次侧的同步整流开关。意即，本发明能够依照不同的状况而适应性地选择第一电力或第二电力，以确保所产生的同步整流开关信号能够使同步整流开关18在不同的状况下都能完全导通。

技术实现要素：

就其中一观点言，本发明提供了一种返驰式电源转换器，用以将一输入电压转换为一输出电压于该返驰式电源转换器的一输出端，该返驰式电源转换器包含：一变压器；一功率开关，与该变压器的一次侧绕组耦接，用以根据一操作信号而导通或关断，以控制该变压器的一次侧绕组，进而将与该变压器的一次侧绕组耦接的该输入电压转换为与该变压器的二次侧绕组耦接的该输出电压；一开关控制单元，与该功率开关耦接，用以根据一与该输出电压相关的反馈信号而产生该操作信号；一同步整流开关，与该变压器的二次侧绕组串联耦接于该输出端与一接地电位之间，且，该同步整流开关与该变压器的二次侧绕组共同耦接于一二次侧相位节点，该同步整流开关用以根据一同步整流开关信号而导通或关断，以进行同步整流；以及一二次侧控制电路，与该变压器的二次侧绕组及该同步整流开关耦接，该二次侧控制电路包括：一开关信号产生电路，用以根据一第一电力或一第二电力，产生该同步整流开关信号以控制该同步整流开关，其中，该第一电力相关于该输出电压；以及一第一电力转换电路，用以转换该二次侧相位信号而产生该第二电力。

就另一观点言，本发明提供了一种返驰式电源转换器的二次侧控制电路，该返驰式电源转换器用以将一输入电压转换为一输出电压于该返驰式电源转换器的一输出端，其中，该返驰式电源转换器具有：一变压器；一功率开关，与该变压器的一次侧绕组耦接，用以根据一操作信号而导通或关断，以控制该变压器的一次侧绕组，进而将与该变压器的一次侧绕组耦接的该输入电压转换为与该变压器的二次侧绕组耦接的该输出电压；一开关控制单元，与该功率开关耦接，用以根据一与该输出电压相关的反馈信号而产生该操作信号；以及一同步整流开关，与该变压器的二次侧绕组串联耦接于该输出端与一接地电位之间，且，该同步整流开关与该变压器的二次侧绕组共同耦接于一二次侧相位节点，该同步整流开关用以根据一同步整流开关信号而导通或关断，以进行同步整流，该二次侧控制电路与该变压器的二次侧绕组及该同步整流开关耦接；该二次侧控制电路包含：一开关信号产生电路，用以根据一第一电力或一第二电力，产生该同步整流开关信号以控制该同步整流开关，其中，该第一电力相关于该输出电压；以及一第一电力转换电路，用以转换该二次侧相位信号而产生该第二电力。

在一种较佳的实施型态中，该开关信号产生电路包括：一电力选择电路，用以将该第一电力的位准与一第一参考电力阈值比较，以选择且转换该第一电力或该第二电力而产生一第三电力；以及一驱动电路，以该第三电力为电源而产生该同步整流开关信号；其中，当该第一电力的位准大于该第一参考电力阈值时，该电力选择电路选择且转换该第一电力而产生该第三电力；其中，当该第一电力的位准小于该第一参考电力阈值时，该电力选择电路于至少一时段中，选择且转换该第二电力而产生该第三电力，用以产生该同步整流开关信号。

在一种较佳的实施型态中，该第一参考电力阈值为该第二电力的位准。

在一种较佳的实施型态中，当该第一电力的位准小于该第一参考电力阈值或当该第一电力的位准小于该第二电力的位准时，该电力选择电路还比较该同步整流开关信号与一第二参考电力阈值而选择且转换该第一电力或该第二电力；其中，当该同步整流开关信号小于该第二参考电力阈值时，该电力选择电路选择且转换该第一电力而产生该第三电力；其中，当该同步整流开关信号大于该第二参考电力阈值时，该电力选择电路选择且转换该第二电力而产生该第三电力。

在一种较佳的实施型态中，该第一电力的位准根据该二次侧相位信号的波形而判断。

在一种较佳的实施型态中，该第一电力转换电路包括一线性稳压器或一切换式电源供应器。

在一种较佳的实施型态中，该电力选择电路包括：一比较电路，用以将该第一电力的位准与该第一参考电力阈值比较，以输出一第一开关控制信号以及一第二开关控制信号；一第一开关，耦接于该第一电力，且根据该第一开关控制信号而通路或断路；以及一第二开关，耦接于该第二电力，且根据该第二开关控制信号而通路或断路；其中，当该第一电力的位准大于该第一参考电力阈值时，该第一开关控制信号控制该第一开关通路，且，该第二开关控制信号控制该第二开关断路，由此，该电力选择电路选择且转换该第一电力而产生该第三电力；其中，当该第一电力的位准小于该第一参考电力阈值时，该第一开关控制信号控制该第一开关断路，且，该第二开关控制信号控制该第二开关通路，由此，该电力选择电路选择且转换该第二电力而产生该第三电力。

在一种较佳的实施型态中，当该第一电力的位准小于该第一参考电力阈值或当该第一电力的位准小于该第二电力的位准时，该比较电路还比较该同步整流开关信号与一第二参考电力阈值而选择且转换该第一电力或该第二电力；其中，当该同步整流开关信号小于该第二参考电力阈值时，该第一开关控制信号控制该第一开关通路，且，该第二开关控制信号控制该第二开关断路，由此，该电力选择电路选择且转换该第一电力而产生该第三电力；其中，当该同步整流开关信号大于该第二参考电力阈值时，该第一开关控制信号控制该第一开关断路，且，该第二开关控制信号控制该第二开关通路，由此，该电力选择电路选择且转换该第二电力而产生该第三电力。

在一种较佳的实施型态中，该第一开关导通该第一电力以作为该第三电力，或该第二开关导通该第二电力以作为该第三电力。

在一种较佳的实施型态中，该电力选择电路还包括：第二电力转换电路，用以转换该第一电力或该第二电力而产生该第三电力。

在一种较佳的实施型态中，该第二电力转换电路包括一线性稳压器或一切换式电源供应器。

在一种较佳的实施型态中，该同步整流开关的一电流输出端耦接于该二次侧相位节点，且，该同步整流开关的一电流输入端耦接于该接地电位。

附图说明

图1示出现有技术的返驰式电源转换器的示意图；

图2示出现有技术的功率开关的栅源极电压与导通电阻的关系图；

图3示出本发明的返驰式电源转换器的一实施例示意图；

图4示出本发明的二次侧控制电路的一实施例示意图；

图5示出本发明的二次侧控制电路的一具体实施例示意图；

图6a示出本发明的二次侧控制电路的电力转换电路的一实施例示意图；

图6b示出本发明的二次侧控制电路的电力转换电路的另一实施例示意图；

图7a示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路的一实施例示意图；

图7b示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路的另一实施例示意图；

图8示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路的再一实施例示意图；

图9a示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路的又一实施例示意图；

图9b示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路的更一实施例示意图；

图10a标出本发明的电力转换电路的一实施例示意图；

图10b标出本发明的电力转换电路的另一实施例示意图；

图10c标出本发明的电力转换电路的再一实施例示意图；

图11a～11b，对照图7a，示出不同信号的波形图；

图12a～12b，对照图7b，示出不同信号的波形图；

图13，对照图8，示出不同信号的波形图。

具体实施方式

涉及本发明的前述及其他技术内容、特点与功效，在以下配合参考附图的一较佳实施例的详细说明中，将可清楚地呈现。本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。

请参考图3。图3示出本发明的返驰式电源转换器的一实施例示意图。

本实施例中，返驰式电源转换器200例如但不限于可为一隔离式交直流转换器(isolatedtypeac-dcconverter)。在隔离式交直流转换器的实施例中，返驰式电源转换器200可将一输入电压vin转换为一输出电压vout于此返驰式电源转换器200的一输出端out。返驰式电源转换器200包含：一变压器15、一功率开关17、一开关控制单元13、一同步整流开关18以及一二次侧控制电路12。

此外，返驰式电源转换器200还可选择性地包含一反馈电路14。隔离式交直流转换器为本领域技术人员所熟悉的电路，因此除了与本申请有关的部分之外，其他电路细节省略绘示，以使图面简洁。

变压器15包括一一次侧绕组(primarywinding)w1、一二次侧绕组(secondarywinding)w2与一第三绕组(tertiarywinding)w3。一次侧绕组w1位于变压器电路15的一次侧15a，用以接收输入电压vin。二次侧绕组w2位于变压器电路15的二次侧15b，用以于一输出端out产生输出电压vout。在一实施例中，输入电压vin可通过一交流电源vac经由一整流电路11而产生。

功率开关17与变压器15的一次侧绕组w1耦接，用以根据一操作信号sw而导通或关断，以控制流过一次侧绕组w1的电流，进而通过二次侧绕组w2的感应，而将输入电压vin转换为输出电压vout。

开关控制单元13与功率开关17耦接，用以产生操作信号sw(自其操作信号端gate输出操作信号sw)，以控制功率开关17的导通或关断。在一实施例中，开关控制单元13根据反馈信号comp，而产生操作信号sw。反馈信号comp例如但不限于通过一次侧或二次侧的反馈路径而产生。在一实施例中，第三绕组w3位于变压器电路15的一次侧15a，用以根据输入电压vin，产生相关于输入电压vin及/或输出电压vout的信息，可作为一次侧反馈信息，而在一实施例中，第三绕组w3还可提供开关控制单元13的电源。

同步整流开关18与变压器15的二次侧绕组w2串联耦接于输出端out与一接地电位gnd之间，且，同步整流开关18与变压器15的二次侧绕组w2共同耦接于一二次侧相位节点d。在本实施例中，同步整流开关18用以根据一同步整流开关信号pvg而导通或关断，以进行同步整流。在一实施例中，同步整流开关18的一电流输出端耦接于二次侧相位节点d，且，同步整流开关18的一电流输入端耦接于接地电位gnd。

在本实施例中，功率开关17及同步整流开关18例如但不限于可为nmos晶体管开关。当然，在其他实施例中，功率开关17及同步整流开关18也可为pmos晶体管开关。在以下的实施例说明中，将以高位准为导通、以低位准为关断，作为举例。但显然，高低位准的意义是可以互换的，而电路也可以相对应地改变。

在一实施例中，同步整流开关18可具有一二极管m1，其电流流入端耦接于接地电位gnd，其电流流出端耦接于变压器15的二次侧绕组w2。此二极管m1可以为一个并联的独立二极管，可以是一般二极管或齐纳二极管，或是同步整流开关18本身的寄生二极管。

在本实施例中，二次侧控制电路12与变压器15的二次侧绕组w2及同步整流开关18耦接。

本发明的二次侧控制电12能够根据一第一电力s_vdd或一第二电力s_vcc，产生同步整流开关信号pvg以控制同步整流开关18。本实施例中，第一电力s_vdd相关于输出电压vout，而第二电力s_vcc相关于一二次侧相位信号phs2。在一实施例中，如图3所示，第一电力s_vdd直接电性连接于输出电压vout。

请参考图4，其示出本发明的二次侧控制电路12的一实施例。如图4所示，本发明的二次侧控制电路12包括开关信号产生电路120以及电力转换电路122。开关信号产生电路120用以根据第一电力s_vdd或第二电力s_vcc，产生同步整流开关信号pvg以控制同步整流开关18，其中，第一电力s_vdd相关于输出电压vout。电力转换电路122根据二次侧相位信号phs2，产生第二电力s_vcc。在一实施例中，电力转换电路122例如但不限于可为一线性稳压器(如图6a所示)或一切换式电源供应器(如图6b所示)，用以转换二次侧相位信号phs2而产生第二电力s_vcc。第二电力s_vcc并不限于高于或低于二次侧相位信号phs2的位准。在一实施例中，第二电力s_vcc可为固定电压或可变电压。

在输出电压vout为可变或较低的情况下，如前所述，以相关于输出电压vout的第一电力s_vdd驱动同步整流开关18，可能会使同步整流开关18的导通电阻较高，而造成较高的导通能损，由于二次侧相位信号phs2在某些时段具有较高的电压，本发明的返驰式电源转换器可转换二次侧相位信号phs2而产生第二电力s_vcc，且依照不同的状况而适应性地选择第一电力s_vdd或第二电力s_vcc，用以作为驱动同步整流开关18的电力，以确保所产生的同步整流开关信号pvg能够使同步整流开关18在不同的状况下都能完全导通，因而可具有较低的导通能损，提高转换效率。所述的“完全导通”是指，在同步整流开关信号pvg控制下，能够使同步整流开关18的导通电阻低于一导通电阻阈值(在导通的状态下)，下同。就一观点而言，第一电力s_vdd或第二电力s_vcc是用于提供开关信号产生电路120的电力，而使同步整流开关信号pvg在不同状况下都能达到较佳的位准，以确保同步整流开关18具有较低的导通电阻。在一实施例中，第二电力s_vcc可高于一预设电压位准，以确保同步整流开关18导通电阻低于前述的导通电阻阈值。关于本发明如何能够依照不同的状况而适应性地选择第一电力s_vdd或第二电力s_vcc的特征及细节，容后详述。

请参考图5并对照图7a与图11a～11b。图5示出本发明的二次侧控制电路的一具体实施例。图7a示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路121的一实施例。图11a～11b，对照图7a，示出不同信号的波形图。

如图5所示，在一实施例中，开关信号产生电路120包括电力选择电路121以及驱动电路123。电力选择电路121可用以选择且转换第一电力s_vdd或第二电力s_vcc而产生第三电力p1。驱动电路123以第三电力p1为电源而产生同步整流开关信号pvg。其中，电力选择电路121可以多种方式，作为判断选择第一电力s_vdd或第二电力s_vcc而产生第三电力p1的基准。在一实施例中，可根据第一电力s_vdd的位准与第一参考电力阈值vref1的比较，在另一实施例中，可根据第一电力s_vdd的位准与第二电力s_vcc的位准的比较，在又一实施例中，可根据二次侧相位信号phs2而判断，在又一实施例中，还可根据同步整流开关信号pvg而判断，其细节容后详述。

如图7a所示，在一实施例中，电力选择电路121包括：比较电路1211、第一开关sw1与第二开关sw2。比较电路1211用以将第一电力s_vdd的位准与第一参考电力阈值vref1比较，以输出第一开关控制信号s1以及第二开关控制信号s2。本实施例中，第一开关sw1耦接于第一电力s_vdd，且第一开关sw1根据第一开关控制信号s1而通路或断路。第二开关sw2耦接于第二电力s_vcc，且根据第二开关控制信号s2而通路或断路。

请同时参阅图7a与图11a，当第一电力s_vdd的位准大于第一参考电力阈值vref1时，第一开关控制信号s1控制第一开关sw1通路，且，第二开关控制信号s2控制第二开关sw2断路，由此，电力选择电路121选择且转换第一电力s_vdd而产生第三电力p1(例如但不限于如图11a所示，导通第一电力s_vdd以作为第三电力p1)，本实施例中，同步整流开关信号pvg的高位准可到达第一电力s_vdd的位准。

请同时参阅图7a与图11b，当第一电力s_vdd的位准小于第一参考电力阈值vref1时，第一开关控制信号s1控制第一开关sw1断路，且，第二开关控制信号s2控制第二开关sw2通路，由此，电力选择电路121选择且转换第二电力s_vcc而产生第三电力p1(例如但不限于如图11b所示，导通第一电力s_vcc以作为第三电力p1)，本实施例中，同步整流开关信号pvg的高位准可到达第二电力s_vcc的位准。

请参考图5并对照图7b与图12a～12b。图7b示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路121的另一实施例。图12a～12b，对照图7b，示出不同信号的波形图。

在一实施例中，第一参考电力阈值vref1例如但不限于可为第二电力s_vcc的位准。换言之，本实施例中，电力选择电路121可用以将第一电力s_vdd的位准与第二电力s_vcc的位准比较，以选择且转换第一电力s_vdd或第二电力s_vcc而产生第三电力p1。

请同时参阅图7b与图12a，当第一电力s_vdd的位准大于第二电力s_vcc的位准时，第一开关控制信号s1控制第一开关sw1通路，且，第二开关控制信号s2控制第二开关sw2断路，由此，电力选择电路121选择且转换第一电力s_vdd而产生第三电力p1(例如但不限于如图12a所示，导通第一电力s_vdd以作为第三电力p1)，本实施例中，同步整流开关信号pvg的高位准可到达第一电力s_vdd的位准。

请同时参阅图7b与图12b，当第一电力s_vdd的位准小于第二电力s_vcc的位准时，第一开关控制信号s1控制第一开关sw1断路，且，第二开关控制信号s2控制第二开关sw2通路，由此，电力选择电路121选择且转换第二电力s_vcc而产生第三电力p1(例如但不限于如图12b所示，导通第一电力s_vcc以作为第三电力p1)，本实施例中，同步整流开关信号pvg的高位准可到达第二电力s_vcc的位准。

如前所述，根据本发明，在第一电力s_vdd较低时(例如低于第一参考电力阈值vref1，或低于第二电力s_vcc)，可选择第二电力s_vcc，用以产生第三电力p1并进而产生同步整流开关信号pvg，使同步整流开关18能完全导通。另一方面，当第一电力s_vdd较高时(例如高于第一参考电力阈值vref1，或高于第二电力s_vcc)，由于同步整流开关18的导通电阻值已达最低阈值以上，或已是较低电阻值，则此时会选择第一电力s_vdd，用以产生第三电力p1并进而产生同步整流开关信号pvg，而由于第一电力s_vdd由二次侧绕组产生，其转换效率高，因此，可进一步节省同步整流开关18操作时整体的能量损耗。

值得注意的是，在上述图11a、11b、12a及12b的实施例中，第一电力s_vdd的位准例如但不限于可根据二次侧相位信号phs2的波形而判断。如图11a、11b、12a及12b所示，例如但不限于t1-t2时段中，由于二次侧电流is为0，且变压器15已去磁，因此于t1-t2时段中，二次侧相位信号phs2的位准等同于输出电压vout，换言之，第一电力s_vdd的位准，于此时段中，可根据二次侧相位信号phs2的波形而判断。

请参阅图9a-9b，图中示出本发明的电力选择电路的另外两个实施例，比较电路1211用以将二次侧相位信号phs2的波形与第一参考电力阈值vref1或第二电力s_vcc的位准比较，以输出一第一开关控制信号s1以及一第二开关控制信号s2。

请参考图8与图13。图8示出本发明的二次侧控制电路的电力选择电路121的再一实施例。图13，对照图8，示出不同信号的波形图。

如图8所示，本实施例中，电力选择电路121可用以将第一电力s_vdd的位准与第一参考电力阈值vref1(或第二电力s_vcc的位准)比较。当第一电力s_vdd的位准小于第一参考电力阈值vref1(或第二电力s_vcc的位准)时，电力选择电路121还可用以将同步整流开关信号pvg与一第二参考电力阈值vref2比较，以输出一第一开关控制信号s1以及一第二开关控制信号s2，由此选择且转换第一电力s_vdd或第二电力s_vcc。

请同时参阅图13，在第一电力s_vdd的位准小于第一参考电力阈值vref1(或第二电力s_vcc的位准)的前提下，当同步整流开关信号pvg小于第二参考电力阈值vref2时(例如t2-t3)，第一开关控制信号s1控制第一开关sw1通路，且，第二开关控制信号s2控制第二开关sw2断路，由此，电力选择电路121选择且转换第一电力s_vdd而产生第三电力p1，在一实施中，可如图13所示，于时段t2-t3中导通第一电力s_vdd以作为第三电力p1)。另一方面，同样在第一电力s_vdd的位准小于第一参考电力阈值vref1(或第二电力s_vcc的位准)的前提下，当同步整流开关信号pvg大于第二参考电力阈值vref2时(例如t1-t2或t3-t4)，第一开关控制信号s1控制第一开关sw1断路，且，第二开关控制信号s2控制第二开关sw2通路，由此，电力选择电路121选择且转换第二电力s_vcc而产生第三电力p1，在一实施中，可如图13所示，于时段t1-t2或t3-t4中导通第二电力s_vcc以作为第三电力p1)，本实施例中，同步整流开关信号pvg的高位准可到达第二电力s_vcc的位准。

在一较佳实施例中，第二参考电力阈值vref2小于第一电力s_vdd，本实施例中，由于当同步整流开关信号pvg小于第二参考电力阈值vref2时(例如图13中的t2-t3)，第一电力s_vdd仍可供应同步整流开关信号pvg所需的电压位准，因此，在此时段中，电力选择电路121选择且转换第一电力s_vdd而产生第三电力p1，可具有较高的转换效率。

图8与图13的实施例中，其切换功率损耗psw可计算如下：

psw＝vdrainxis+s_vdd*ivdd＝[s_vdd+vin/(np/ns)]*[cg*(s_vcc-vref2)*fsw]+s_vdd*[cg*(vref2–0v)*fsw]

其中，vdrain为同步整流开关18的汲极电压，is为同步整流开关18的电流(也就是二次侧电流)，ivdd为第一电力的电流，np/ns为一次侧绕组与二次侧绕组的圈数比，cg为同步整流开关18的寄生电容值，fsw为同步整流开关18的操作频率。

由上式可知，图8与图13的实施例中，除了根据第一电力s_vdd与第一参考电力阈值vref1或与第二电力s_vcc的比较之外，由于还加入了同步整流开关信号pvg与第二参考电力阈值vref2的比较判断，而适应性地选择且转换第一电力s_vdd或第二电力s_vcc而产生第三电力p1，因此，切换功率损耗psw可更进一步降低。

在一实施例中，前述的电力选择电路121可还包括一电力转换电路(例如图7a、图7b、图8、图9a及图9b实施例中的电力转换电路1212)。电力转换电路1212用以转换第一电力s_vdd或第二电力s_vcc而产生第三电力p1。在一实施例中，电力转换电路1212例如但不限于可为一线性稳压器，如图10a所示。在另一实施例中，电力转换电路1212例如但不限于可为一切换式电源供应器，如图10b所示。

在一实施例中，第一开关sw1可以直接导通第一电力s_vdd以作为第三电力p1，或第二开关sw2可以直接导通第二电力s_vcc以作为第三电力p1。换言之，前述图中的电力转换电路1212可为短路，如图10c所示。需说明的是，前述图11a、11b、12a、12b与13的波形中，是以第一电力s_vdd或第二电力s_vcc直接作为第三电力p1所示的波形以说明本发明的操作策略，然而根据本发明的精神并不限于此，在电力转换电路1212为线性稳压器或切换式电源供应器的实施例中，第三电力p1可低于或高于第一电力s_vdd或第二电力s_vcc。在具有线性稳压器或切换式电源供应器的实施例中，第三电力p1可维持或受调节于一预设的电力位准，可避免例如第一电力s_vdd过高，而导致较高的切换功率损耗。

综上所述，本发明的返驰式电源转换器能够依照不同的状况而适应性地选择第一电力s_vdd或第二电力s_vcc，以确保所产生的同步整流开关信号pvg能够使同步整流开关18在不同的状况下都能完全导通，且在导通损耗与切换损耗间取得最佳平衡。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化。例如，所示直接连接的电路组件间，可插置不影响电路主要功能的电路组件，如开关或电阻等。凡此种种，都可根据本发明的教示类推而得。此外，所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，例如但不限于将两实施例并用，或是以其中一个实施例的局部电路代换另一实施例的对应电路。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。此外，本发明的任一实施型态不必须达成所有的目的或优点，因此，权利要求的任一项也不应以此为限。