一种单管高增益零纹波DC-DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子直流变换器技术领域，尤其涉及一种单管高增益零纹波dc/dc变换器。

背景技术：

随着对煤炭、石油等不可再生资源的持续开采，全球能源危机与环境危机日趋严重，当前，发展以光伏板、燃料电池等清洁能源构成的并网发电技术对缓解能源危机具有重要意义。然而，太阳能电池板、燃料电池的输出电压一般低于50v，因此在并网发电系统中，为满足逆变器输入侧所需电压，高增益dc/dc变换器不可缺少，并且光伏板、燃料电池的发电效率及使用寿命受到变换器输入电流纹波的影响，因此研究如何降低变换器的输入电流纹波十分重要。

目前，提高变换器电压增益的主要方法有：1）开关电容方法，在变换器中引入开关电容网络，但是其电容充放电容易引起电流尖峰问题；2）开关电感方法，在变换器中引入开关电感单元，但开关管为硬开关状态，变换器效率较低；3）变换器级联方法，把前级变换器输出作为下一级变换器输入，从而将多个变换器串联起来，但是其控制电路复杂且输出二极管、后级变换器的开关管电压应力高。

另一个亟待解决的问题是输入电流的纹波较大，主要的解决方法有：1）交错并联的方法，但该方法只有在固定占空比下才能实现零纹波，且使用两个开关管，控制复杂；2）输入侧加入电感的方法，但该方法导致变换器的响应速度变慢；3）电感耦合的方法，但该方法需要设计合理的耦合系数，变压器制作难度较大。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种单管高增益零纹波dc/dc变换器。它的输入电流可以在不受占空比的限制下实现零纹波，并且采用耦合电感倍压单元方法使其升压能力显著提高。

本发明的技术方案如下：

一种单管高增益零纹波dc/dc变换器，包括直流输入电源、第一电感、开关管，第三电容，第三二极管，第六电容、负载和以第二电感、第一电容、第二电容及第一耦合电感构成的无源零纹波电路及以第二耦合电感、第四电容、第五电容、第一二极管及第二二极管构成的倍压单元。

本发明电路的具体连接方式为：所述输入电源的正极与第一电感的一端、第二电感的一端相连；所述输入电源的负极与第一耦合电感原边的非同名端，第一耦合电感副边的同名端、开关管的源极、第二耦合电感原边的同名端，第三副边的非同名端、第二二极管的阴极相连；所述第一电感的另一端与第二电容的正端、开关管的漏极、第三电容的正端，第一二极管的阳极、第二耦合电感第二副边的同名端相连；所述第二电感的另一端与第一电容的负端相连；所述第一电容的正端与第一耦合电感原边的同名端相连；所述第二电容的负端与第一耦合电感副边的非同名端相连；所述第三电容的负端与第二耦合电感原边的非同名端相连；所述第一二极管的阴极与第四电容正端、第三二极管的阳极相连；所述第四电容的负端与第二耦合电感第二副边的非同名端相连；所述第二二极管的阳极与第五电容的正端、第六电容的负端、负载的一端相连；所述第五电容的负端与第二耦合电感第三绕组的同名端相连；所述第三二极管的阴极与第六电容的正端、负载的另一端相连。

所述变换器只需调整第一耦合电感t1匝比、第一电感l1电感量和第二电感l2电感量三者之间的关系，使之满足l2=n1l1，无需对占空比作出要求即可实现输入电流零纹波；

所述变换器只需调整第二耦合电感t2匝比就可以在较小占空比下获得高升压比。

与现有技术相比，本发明拓扑结构具有的优点如下：

（1）比较于传统boost升压电路（其电压增益为d/(1-d)，本发明的变换器具有更高的升压能力，电压增益为，可以在实现高增益的同时避免极限占空比的出现，适用范围广泛；

（2）本发明变换器的续流二极管关断时电流变化率低，且开关管电压应力远小于输出电压，有利于选择低导通电阻的功率开关元件，提高变换器效率；

（3）本发明变换器的耦合电感设计简单，且可以在不受占空比的限制下实现输入电流零纹波，满足光伏、燃料电池等新能源发电并网系统中对输入电流低纹波的要求；

（4）本发明的直流变换器仅使用一个开关管，开关管控制电路易于实现，电路制作成本低，变换器可靠性得到提高。

附图说明

图1为本发明的一种单管高增益零纹波dc/dc变换器结构图；

图2为图1所示的一种单管高增益零纹波dc/dc变换器的等效电路图；

图3为图1所示的一种单管高增益零纹波dc/dc变换器稳态工作时关键电流波形图；

图4～图9分别为图1所示的一种单管高增益零纹波dc/dc变换器在一个周期内不同模态下的等效电路图；

图10为本发明的一种单管高增益零纹波dc/dc变换器电压增益曲线与传统boost升压变换器电压增益曲线的比较图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施作进一步描述。

本发明的电路拓扑中各元件电压电流参考方向如图2所示。驱动电压信号ug、第一电感电流il1、第二电感电流il2、第二电容电流ic2、开关管电流is、第二耦合电感漏感电流ilk、第二耦合电感第二副边电流in22、第一二极管电流id1、第二二极管电流id2的波形图如图3所示。

下面结合图3和图4～图9对变换器在一个开关周期内的不同工作阶段进行详细分析：

（1）图3中t0-t1阶段，变换器模态图如图4所示。此模态中开关管s、第一二极管d1、第二二极管d2导通，第三二极管d0关断。输入电源通过开关管s给第一电感l1充电；输入电源给第一耦合电感原边n11、第二电感l2、第一电容c1充电；输入电源给第一耦合电感副边n12、第二电容c2充电；第三电容c3通过s给第二耦合电感的励磁电感lm2充电；第二耦合电感t2的两个副边绕组通过第一二极管d1和第二二极管d2分别给第四电容c4和第五电容c5充电，第六电容c0给负载供电。在t1时刻，第二电感l2电流和第二电容c2电流下降到零；

（2）图3中t1-t2阶段，变换器模态图如图5所示。此模态中开关管s、第一二极管d1、第二二极管d2继续导通，第三二极管d0继续关断。输入电源通过开关管s继续给第一电感l1充电；第一电容c1通过开关管s给第一耦合电感原边n11、第二电感l2充电；第二电容c2通过开关管s给第一耦合电感副边n12充电；第三电容c3继续通过s给第二耦合电感的励磁电感lm2充电；第二耦合电感t2的两个副边绕组继续通过第一二极管d1和第二二极管d2分别给第四电容c4和第五电容c5充电，第六电容c0继续给负载供电；

（3）图3中t2-t3阶段，变换器模态图如图6所示。开关管s关断，第一二极管d1、第二二极管d2开始关断，第三二极管d0开始导通。输入电源、第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2和第一耦合电感t1给第三电容c3充电，给第二耦合电感t2的励磁电感lm2反向充电；第二耦合电感t2的两个副边绕组继续通过第一二极管d1和第二二极管d2分别给第四电容c4和第五电容c5充电，第六电容c0继续给负载供电；

（4）图3中t3-t4阶段，变换器模态图如图7所示。开关管s、第一二极管d1、第二二极管d2关断，第三二极管d0导通。输入电源、第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2和第一耦合电感t1继续给第三电容c3充电和第二耦合电感t2的励磁电感lm充电；第三电容c3、第二耦合电感励磁电感lm2、第四电容c4、第五电容c5共同给第六电容c0和负载供电；

（5）图3中t4-t5阶段，变换器模态图如图8所示。开关管s、第一二极管d1、第二二极管d2继续关断，第三二极管d0继续导通。输入电源给第一电感l1、第二电容c2、第二电感l2、第一电容c1、第一耦合电感t1充电；第三电容c3、第二耦合电感励磁电感lm2、第四电容c4、第五电容c5继续给第六电容c0和负载供电；

（6）图3中t5-t6阶段，变换器模态图如图9所示。开关管驱动信号到来，s导通，第一二极管d1、第二二极管d2开始导通，第三二极管d0开始关断。第三电容c3重新通过开关管s给第二耦合电感t2的励磁电感lm2充电；输入电源通过s给第一电感l1充电，第二电容c2通过s给第一耦合电感副边n12充电；第六电容c0给负载供电。

本发明变换器电压增益分析如下：

假定变换器的效率为100%，通过上述对变换器各工作模态分析可知，在开关管s导通期间，

（1）

（2）

（3）

在开关管s关断期间，

（4）

根据电感伏秒平衡原理，结合式（1）～（4），可以得到变换器电压增益为

（5）

从式（5）可以看出，只要改变第二耦合电感t2的匝比n2，就可以在较小占空比下实现较高的电压增益，避免了高增益就要大占空比的问题。从图10电压增益比较曲线可以看出本文提出的变换器升压能力在相同占空比及匝比条件下远大于传统boost变换器。

本发明变换器输入电流纹波分析如下：

通过上述对变换器各工作模态分析可知，在开关管s导通期间，第一电感l1电流、第二电感l2电流变化情况分别为，

（6）

（7）

在开关管s关断期间，第一电感l1电流、第二电感l2电流变化情况分别为，

（8）

（9）

从图3中il1、il2的电流波形可以分析出，若要实现输入电流纹波为零，则要求第一电感l1电流上升（下降）的斜率应与第二电感l2电流下降（上升）的斜率相等，结合式（6）～（8），可以得到实现输入电流零纹波的条件为，（10）

同时考虑到漏感远远小于励磁电感，因此输入电流零纹波的条件可进一步简化为，

（11）

从式（11）可以看出，如果设定第一耦合电感t1的匝比n1等于1，则只需要第一电感l1和第二电感l2的电感量相等就可以实现零输入电流纹波的目标，因此耦合电感和输入电感的设计都比较简单。