本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种控制器、控制方法及开关变换器。
背景技术
便携式设备对轻载模式下的效率具有很高的要求，降压型拓扑(buck)的开关型变换器通常在电感电流过零时会关断功率开关，从而降低功率开关的开关频率，减少功率开关的开关损耗，进而提高整个电路系统的效率。而存在的问题是，在轻载或空载模式下，如果开关频率低于20khz，就会产生音频噪声，这对便携式设备来说是不能接受的。为了在提高轻载效率的同时避免音频噪声，通常会设计一种介于传统的轻载高效模式和强制连续模式之间的超音频模式。超音频模式是指在开关型变换器轻载或空载运行时控制功率开关和整流开关的开关频率始终在20khz之上的工作模式，这样可以防止音频噪声的出现。
图1是现有技术的开关变换器在超音频模式下的工作波形图。如图1所示，tgl是整流开关的开关控制信号，tgh是功率开关的开关控制信号，il'是开关变换器中的电感电流。如图1所示，在现有技术中，通常采用在功率开关导通之前先强制导通整流开关一段时间以释放输出电容上多余的电荷量，从而使得开关变换器工作在超音频模式的同时提高输出电压的稳定性。但是，由于在开关周期中，整流开关增加了一次开关动作，并且在开关变换器中会产生回馈损耗，这降低了开关变换器在轻载/空载时的效率。
技术实现要素：
有鉴于此,本发明提供了一种控制器、控制方法及开关变换器，以避免开关变换器出现音频噪声，同时，提高开关变换器的效率。
第一方面，提供一种控制器，用于控制开关变换器，所述开关变换器包括功率开关和整流开关，所述控制器被配置为在所述开关变换器的开关频率大于预设值时控制所述功率开关的导通时间恒定，在所述开关频率小于所述预设值时，根据所述开关频率和所述预设值之间的误差，减小所述功率开关的导通时间以增大所述开关频率，其中，所述预设值位于超音频范围内。
进一步地，在所述功率开关的导通时间减小到最小值后，且所述开关频率仍小于所述预设值时，根据所述开关频率和所述预设值之间的误差，延长所述整流开关的导通时间。
进一步地，所述整流开关在所述功率开关关断后导通，且根据所述开关变换器的电感电流和关断阈值的大小，控制所述整流开关的导通时间以使得所述开关频率位于所述超音频范围内。
进一步地，所述控制器包括导通时间控制电路，用以根据所述开关频率控制所述功率开关的导通时间，其中所述导通时间控制电路包括：
调节电路，被配置为根据所述开关变换器的开关频率和所述预设值之间的误差以产生调节信号；以及
关断触发电路，被配置为根据所述调节信号调节所述功率开关的导通时间。
进一步地，所述调节电路包括：
开关频率检测电路，用以检测所述开关变换器当前的开关频率，并根据所述开关频率和所述预设值产生控制信号；以及
调节信号产生电路，被配置为根据所述控制信号控制第一电流发生器以产生调节信号。
进一步地，所述开关频率检测电路被配置为检测所述开关变换器的休眠时间，并根据所述休眠时间与预设时间产生控制信号，其中所述休眠时间表征所述功率开关和所述整流开关均关断的时间，所述预设时间用于表征所述开关频率等于所述预设值时所述开关变换器的休眠时间。
进一步地，所述开关频率检测电路被配置为检测当前的开关周期以获取当前的所述开关频率，并根据所述开关周期与预设周期的差值产生控制信号，其中所述预设周期用于表征所述开关频率等于所述预设值时所述开关变换器的开关周期。
进一步地，所述第一电流发生器在所述开关频率小于所述预设值时，受控于所述控制信号产生第一电流使第一电容充电，在所述开关频率大于所述预设值时受控于所述控制信号产生反向的所述第一电流使所述第一电容放电，以生成所述调节信号。
进一步地，所述关断触发电电路包括：
第二电流发生器，受控于所述调节信号，在所述开关频率小于所述预设值时产生第二电流从而调节所述功率开关的导通时间，在所述开关频率不小于所述预设值时不产生所述第二电流。
进一步地，所述第二电流用以改变第二电容的充电电流，以改变基准信号，所述基准信号用以与斜坡信号比较，控制所述功率开关关断。
进一步地，所述第二电流用以改变第三电容的充电电流，以改变斜坡信号的斜率，所述斜坡信号用以与基准信号比较，控制所述功率开关关断。
进一步地，所述调节电路还包括比较电路，被配置为根据所述调节信号与设定值产生关断阈值控制信号，其中所述调节信号等于所述设定值表征所述功率开关的导通时间达到最小值。
进一步地，所述控制器还包括整流开关控制电路，用以接收所述关断阈值控制信号以切换关断阈值，并根据所述开关变换器的电感电流和所述关断阈值改变所述整流开关的关断时刻。
进一步地，在所述调节信号小于所述设定值时，所述关断阈值为第一阈值，其中所述第一阈值接近零值，以使得所述电感电流下降到零时关断所述整流开关。
进一步地，所述调节信号大于所述设定值，所述关断阈值为第二阈值，使得所述整流开关的关断时刻延迟，从而增大所述整流开关的导通时间。
进一步地，所述第二阈值根据所述调节信号进行调节。
第二方面，提供一种开关变换器，所述开关变换器包括：
功率开关；
整流开关；以及
如上所述的控制器。
第三方面，提供一种用于控制开关变换器的控制方法，所述开关变换器包括功率开关和整流开关，所述控制方法包括：
在所述开关变换器的开关频率大于预设值时控制所述功率开关的导通时间恒定；
在所述开关频率小于所述预设值时，所述开关变换器工作在第一状态，根据所述开关频率和所述预设值之间的误差减小所述功率开关的导通时间以增大所述开关频率，其中，所述预设值位于超音频范围内。
进一步地，所述控制方法还包括：
在所述功率开关的导通时间减小到最小值，且所述开关频率仍小于所述预设值时，所述开关变换器工作在第二状态，根据所述开关频率和所述预设值之间的误差延长所述整流开关的导通时间。
进一步地，所述控制方法还包括在所述功率开关关断后导通所述整流开关，并根据所述开关变换器的电感电流和关断阈值的大小控制所述整流开关的导通时间以使得所述开关频率位于所述超音频范围内。
进一步地，所述关断阈值在所述开关变换器工作在所述第一状态为第一阈值，在所述开关变换器工作在所述第二状态为第二阈值，其中所述第一阈值接近零值，所述第二阈值被配置为根据所述开关频率和所述预设值之间的误差调节。
进一步地，根据所述开关频率和所述预设值之间的误差减小所述功率开关的导通时间包括：
获取所述开关变换器的开关频率以产生控制信号；以及
根据所述控制信号产生调节信号以减小所述功率开关的导通时间。
进一步地，根据所述开关频率和所述预设值之间的误差延长所述整流开关的导通时间包括：
比较调节信号与设定值，以产生关断阈值控制信号以切换所述关断阈值；以及
根据所述电感电流和关断阈值调节所述整流开关的导通时间。
进一步地，获取所述开关变换器的开关频率以产生控制信号包括：
检测所述开关变换器的开关周期以获取所述开关频率，根据所述开关周期和预设周期的差值产生所述控制信号，其中所述预设周期用于表征所述开关频率等于所述预设值时所述开关变换器的开关周期。
进一步地，获取所述开关变换器的开关频率以产生控制信号包括：
检测所述开关变换器的休眠时间，并根据所述休眠时间与预设时间的误差产生控制信号，其中所述休眠时间表征所述功率开关和所述整流开关均关断的时间，所述预设时间用于表征所述开关频率等于所述预设值时所述开关变换器的休眠时间。
进一步地，所述控制方法包括：
在所述调节信号小于所述设定值时，根据所述关断阈值控制信号切换到第一阈值以控制所述整流开关在电感电流过零时关断；
所述调节信号大于所述设定值时，根据所述关断阈值控制信号切换到第二阈值以延迟所述整流开关的关断时刻，增大所述整流开关的导通时间，使得所述开关频率等于所述预设值。
本发明实施例的技术方案通过在开关频率小于预设值时减小开关变换器中的功率开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，在功率开关的导通时间减小至最小值时通过延长整流开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，由此，可以避免开关变换器出现音频噪声，同时，提高了开关变换器的效率和系统的集成度。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有技术的开关变换器在超音频模式下的工作波形图；
图2是本发明实施例的开关变换器的电路图；
图3是本发明实施例的调节电路的电路图；
图4是本发明实施例的关断触发电路的电路图；
图5是本发明实施例的整流开关控制电路的电路图；
图6是本发明实施例的开关变换器工作在第一状态的工作波形图；
图7是本发明实施例的开关变换器工作在第二状态的工作波形图；
图8是本发明实施例的开关变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本申请进行描述，但是本申请并不仅仅限于这些实施例。在下文对本申请的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本申请。为了避免混淆本申请的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本申请的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2是本发明实施例的开关变换器的电路图。图3是本发明实施例的调节电路的电路图。图4是本发明实施例的关断触发电路的电路图。图5是本发明实施例的整流开关控制电路的电路图。
如图2所示，本实施例的开关变换器包括功率开关q1、整流开关q2、电感元件l、输出电容c以及控制器2。
其中，控制器2被配置为在开关变换器的开关频率大于预设值时控制功率开关q1的导通时间恒定，在开关变换器的开关频率小于预设值时减小功率开关q1的导通时间以增大该开关频率。其中，预设值位于超音频范围内，也即预设值大于或等于20khz。
进一步地，控制器2被配置为在功率开关q1的导通时间减小到最小值后延长整流开关q2的导通时间以保持开关变换器的开关频率等于预设值。也就是说，在功率开关q1的导通时间减小到最小值后，若开关变换器的开关频率依旧低于预设值，则通过延长整流开关q2的导通时间来保持开关变换器的开关频率位于超音频范围内，以避免音频噪声。其中，功率开关q1的导通时间的最小值是指可以使得开关变换器的输出电压保持相对稳定的功率开关q1的最短导通时间。
进一步地，若功率开关q1导通最小时间仍不能使得输出电压等于预期值，也即此时输出电压高于预期值，则控制器2被配置为通过延长整流开关q2的导通时间使得输出电压下降以缩短开关变换器的开关周期，从而提高开关变换器的开关频率。具体地，延长整流开关q2的导通时间以释放输出电容c上多余的电荷使得输出电压下降，从而功率开关可以提前导通，以使得开关频率等于预设值的同时使输出电压达到预期值，同时，减小了休眠时间(也即功率开关q1和整流开关q2均关断的时间段)。
控制器2包括导通触发电路21、逻辑电路22、导通时间控制电路23、整流开关控制电路24和分压电路25。其中，分压电路25包括电阻r1和电阻r2，用于获取输出电压反馈信号vfb。在另一种实施方式中，可以省略分压电路25，以在输出端直接采集获取输出电压反馈信号vfb。如图2所示，在一种可选的实施方式中，逻辑电路22包括rs触发器221。
其中，导通触发电路21被配置为至少根据输出电压反馈信号vfb和参考电压vref生成导通触发信号set，参考电压vref用于表征输出电压vout的预期值。导通触发电路21包括误差放大器gm、加法器sum1、加法器sum2以及比较器cmp。误差放大器gm的输入端输入输出电压反馈信号vfb和参考信号vref，输出端输出误差放大信号vcorr至加法器sum1。加法器sum1使得误差放大信号vcorr和参考电压vref叠加后输出补偿信号vref_corr至比较器cmp的一个输出端。加法器sum2用于在输出电压反馈信号vfb上叠加随电感电流同步变化的纹波信号vramp以生成反馈叠加信号vfb_ramp。比较器cmp的输入端输入补偿信号vref_corr和反馈叠加信号vfb_ramp，输出端输出导通触发信号set。其中，导通触发电路21被配置为在反馈叠加信号vfb_ramp下降到小于补偿信号vref_corr时将导通触发信号set置为有效。在导通触发信号set有效时，rs触发器221被置位以将功率开关q1的开关控制信号gh置高从而控制功率开关q1导通。应理解，导通触发电路还有其他电路形式，以实现控制功率开关q1的导通。
导通时间控制电路23被配置为在开关变换器的开关频率大于预设值时控制功率开关q1导通恒定时间后生成关断触发信号rst，在开关变换器的开关频率小于预设值时减小功率开关q1的导通时间生成关断触发信号rst，在功率开关q1的导通时间减小到最小值后开关频率仍小于预设值时输出关断阈值控制信号ag以控制整流开关控制电路24延长整流开关q2的导通时间。导通时间控制电路23包括调节电路231和关断触发电路232。
在本实施例中，调节电路231被配置为根据当前的休眠时间判断开关变换器的开关频率是否大于预设值，并在开关变换器的开关频率大于预设值时，控制关断触发电路232在功率开关q1导通恒定时间后生成关断触发信号rst，并使得输出电压vout保持为输出电压预期值。在开关变换器的开关频率小于预设值时，调节电路231被配置为根据休眠信号ncl生成调节信号vc2以控制关断触发电路232，即使得关断触发信号rst的提前到来以减小功率开关q1的导通时间。此时，开关变换器工作在第一状态。其中，关断触发电路232根据调节信号vc2调整基准信号以输出关断触发信号rst。
在一种可选的实现方式中，调节电路231的电路图如图3所示。调节电路231包括开关频率检测电路2311、调节信号产生电路2312以及比较电路2313。开关频率检测电路2311包括开关k1、电流源i1、电容c1、电压源v1和控制信号生成电路31。其中，电压源v1输出的电压值vref1用以表征预设时间，该预设时间用于表征开关变换器的开关频率为预设值时的休眠时间。电流源i1连接在上拉电压端i和中间端j之间。开关k1和电容c1并联连接在中间端j和接地端之间。开关k1受控于休眠信号ncl的反相信号ncl'导通或关断，其中休眠信号ncl在开关变换器进入休眠状态(功率开关q1和整流开关q2都关断)时有效，在功率开关q1和/或整流开关q2导通时，休眠信号ncl无效。由此电容c1上产生的电压vc1可以表征开关变换器的休眠时间，同时，开关变换器的休眠时间可以用来表征开关频率。控制信号生成电路31被配置为根据电容c1上的电压vc1与电压源v1输出的电压值vref1的差值生成控制信号vc。调节信号产生电路2312包括第一电流发生器i2和第一电容c2。第一电流发生器i2连接在上拉电压端i和端k之间，并受控于控制信号vc而输出第一电流id1。第一电容c2连接在端k和接地端之间。第一电流发生器i2在控制信号vc大于零时输出第一电流id1对第一电容c2充电，在控制信号vc小于零时时输出反向的第一电流id1对第一电容c2放电，其中第一电流id1为恒定值。应理解，控制信号vc大于0表征当前的休眠时间大于预设时间也即当前的开关频率小于预设值，控制信号vc不大于0表征当前的休眠时间不大于预设时间也即当前的开关频率不小于预设值。
进一步地，调节电路231还包括电压源v3和v4、二极管d1和d2。其中，电压源v3和电压源v4分别与二极管d1和d2串联后与第一电容c2并联连接在端k和接地端之间。电压源v3、电压源v4及二极管d1和d2形成一个具有上限和下限的箝位电路，用于使得调节信号vc2(也即第一电容c2的两端电压)的值维持在电压源v3输出的最小电压vmin和电压源v4输出的最大电压vmax之间，即在控制器的供电电压范围之间。在其他可选的实现方式中，最大电压vmax和最小电压vmin可以根据第一电容c2的大小、开关频率以及第一电流id1来设定，以满足对应关系。比较电路2313包括比较器cmp1和电压源v2。其中，电压源v2输出的电压值vref2用于表征设定值，也即在调节信号vc2的值达到设定的电压值vref2时表征功率开关q1的导通时间达到最小值。比较器cmp1的一个输入端(例如，同相输入端)接收调节信号vc2，另一个输入端(例如，反相输入端)与电压源v2连接，接收设定的电压值vref2，输出端输出关断阈值控制信号ag以控制整流开关q2的关断时刻。容易理解，电压源v1输出的电压值vref1和电压源v2输出的电压值vref2的大小均可以根据实际电路中第一电容c1、第二电容c2和其充电电流的大小以及开关频率等来调整，以满足对应关系。
此外，本实施例中，导通时间控制电路23仅采用一个电路同时实现了产生调节信号以控制功率开关q1的导通时间和产生关断阈值控制信号以控制整流开关q2的关断这两个功能，提高了系统的集成度。
在休眠信号的反相信号ncl'置低时，也即开关变换器进入休眠状态时，开关k1受控关断，电流源i1给电容c1充电，电容c1的电压vc1逐渐上升。在休眠信号的反相信号ncl’置高时，开关k1受控导通，电容c1放电至零。因此，电容c1的电压vc1可以用来表征开关变换器当前的休眠时间。容易理解，电压源v1输出的电压值vref1用于表征预设时间对应的电压值，也即电压vc1等于电压值vref1时表征当前的休眠时间等于预设时间，使得开关频率等于预设值。在电容的电压vc1小于电压值vref1时，也即开关变换器当前的休眠时间小于预设时间(开关变换器当前的开关频率大于预设值)，第一电流发生器i2受控制信号vc控制，输出第一电流id1使得第一电容c2放电。也即此时第一电容c2的电压即调节信号vc2的值被箝位为最小电压vmin，从而控制关断触发电路232在功率开关q1导通恒定时间后生成关断触发信号rst。在电容的电压vc1大于电压值vref1时，也即开关变换器当前的休眠时间大于预设时间(开关变换器当前的开关频率小于预设值)，第一电流发生器i2受控于电容的电压vc1和电压值vref1的差值，也即控制信号vc产生第一电流id1给第一电容c2充电，第一电容c2的电压上升，也即调节信号vc2增大，从而控制关断触发电路232提前生成关断触发信号rst以减小功率开关q1的导通时间。应理解，开关频率的检测方法有多种，例如，还可以通过检测开关变换器的开关周期来表征开关频率，根据开关周期与预设周期产生控制信号，其中预设周期表征开关频率等于预设值对应的开关周期值。同样，对于休眠时间或开关周期的检测还可以通过其他方式，如时钟电路进行检测。
在一种可选的实现方式中，关断触发电路232的电路图如图4所示，关断触发电路232包括基准产生电路41、斜坡产生电路42和比较器cmp2。比较器cmp2的输入端输入基准信号kvout和斜坡信号vcap，输出端输出关断触发信号rst。有效的关断触发信号rst使得rs触发器221复位以将功率开关q1的开关控制信号gh置低，从而关断功率开关q1。
斜坡产生42被配置为生成斜坡信号vcap，其包括反相器inv，开关k3、电容c5和电流源i5。其中，电容c5和开关k3并联连接在比较器cmp2的一个输入端和接地端之间。k3受控于经过反相的功率开关q1的开关控制信号gh导通或关断。在功率开关q1的开关控制信号gh置高时，开关k3受控关断，电流源i5给电容c5充电以生成斜坡信号vcap。
基准产生电路41被配置为根据调节信号vc2和功率开关q1的开关控制信号gh生成基准信号kvout。基准产生电路41包括电流源i3、第二电流发生器i4、开关k2、电阻r3和r4及第二电容c3和电容c4。其中，第二电流发生器i4连接在第一端m和接地端之间，其受控于调节信号vc2输出第二电流id2对电流源i3输出的电流进行分流。开关k2连接在第一端m和第二端n之间，其受控于功率开关q1的开关控制信号gh导通或关断。电阻r3和第二电容c3并联连接在第二端n和接地端之间。电阻r4连接在第二端n和比较器cmp2的一个输入端之间。电容c4连接在比较器cmp2的一个输入端和接地端之间。其中，开关k2受控于有效的开关控制信号gh导通，使得电流源i3和第二电流发生器i4给第二电容c3充电。同时开关k2在开关控制信号gh关断后缓慢放电。因此，基准信号kvout可以用于表征输出电压vout的平均值。
在功率开关q1的开关控制信号gh置高时，开关k2受控导通，电流源i3和第二电流发生器i4给第二电容c3，充电电流的大小为(i3-id2)。因此，在开关变换器当前的休眠时间大于预设时间时，调节信号vc2增大为大于零的值，使得第二电流发生器i4输出的第二电流id2受控增大，且其方向与电流源i3输出的电流相反，也即第二电容c3的充电电流减小，使得基准信号kvout减小，从而使得斜坡信号vcap上升到基准信号kvout的时间缩短。因此，这可以减小功率开关q1的导通时间。也就是说，由于基准信号kvout的大小受控于调节信号vc2的增大而减小，使得斜坡信号vcap增大到基准信号kvout的时间提前，也即使得比较器cmp2输出有效的关断触发信号rst控制功率开关q1关断的时间提前，从而缩短功率开关q1的导通时间，以使得表征休眠时间的电压值vc1维持在表征预设时间的电压值vref1，从而使开关变换器的开关频率保持在预设值，同时满足输出电压的要求，提高了系统的动态响应。当休眠时间小于预设时间，即调节信号vc2为最小电压vmin时，控制第二电流发生器i4不输出电流，即此时第二电流id2为零，从而功率开关的导通时间不受影响，重新导通恒定时间后关断。应理解，第二电流id2用以改变基准信号kvout的方式可以有其他形式。同时，在另一种实施例中，第二电流id2还可以与电流源i5相连，以改变电容c5的充电电流，从而改变斜坡信号vcap，使得斜坡信号vcap到达基准信号kvout的时刻提前，同样可以实现减小导通时间的功能。
在功率开关q1的导通时间达到最小值后，若开关变换器的开关频率仍旧低于超音频模式下开关频率的预设值，则通过延长整流开关q2的导通时间来进一步提高开关变换器的开关频率，此时开关变换器工作在第二状态。如图3所示，电压源v2输出的电压值vref2用于表征控制整流开关控制电路24调节关断阈值的参考值。也即，在调节信号vc2等于电压值vref2时表征功率开关的导通时间为最小值。具体地，当开关变换器的开关频率小于预设值时，电容c1的电压vc1大于电压值vref1，使得调节信号vc2一直增加。在调节信号vc2增大到电压值vref2(也即此时功率开关q1的导通时间减小到最小值)时，比较器cmp1输出的关断阈值控制信号ag置高，以控制整流开关控制电路24调节关断阈值来延长整流开关q2的导通时间，从而使得开关变换器当前的开关频率等于超音频模式下开关频率的预设值。此后，若调节信号vc2仍继续增加，则最终会被最大电压vmax箝位不再增加。
整流开关控制电路24被配置为获取电感电流采样信号vlx，并在电感电流的采样信号vlx达到关断阈值时控制整流开关q2关断。在一种可选的实现方式中，整流开关控制电路的电路图如图5所示，整流开关控制电路24包括关断阈值生成电路241、比较器cmp3、门电路and1、rs触发器242、rs触发器243和门电路and2。
其中，比较器cmp3的输入端输入电感电流的采样信号vlx和关断阈值，输出端输出比较信号zc至门电路and1。其中，关断阈值包括第一阈值vzcp1和第二阈值vzcp2。关断阈值生成电路241受控于关断阈值控制信号ag以在不同工作状态切换第一阈值vzcp1或第二阈值vzcp2。门电路and1的输入端分别输入比较信号zc、最小关断时间信号min_off和开关控制信号gh的反相信号gh'，输出端输出信号rs至rs触发器242的置位端s。rs触发器242的输出端q输出信号neg至rs触发器243的复位端r。rs触发器243的置位端s输入开关控制信号gh，输出端q'输出休眠信号ncl，输出端q输出休眠信号ncl的反相信号ncl'至门电路and2。门电路and2的输入端输入休眠信号ncl的反相信号ncl'和开关控制信号gh的反相信号gh'，输出端输出整流开关q2的开关控制信号gl。
在关断触发电路232输出的关断触发信号rst置高时，rs触发器221复位，输出端q输出的功率开关q1的开关控制信号gh置低以控制功率开关q1关断，输出端端q'输出的控制信号gh'置高。因此，在功率开关q1关断后，使得整流开关q2的开关控制信号gl置高，以控制整流开关q2导通。
在整流开关q2导通后，也即对电感l的电感电流进行续流时，电感电流逐渐减小。此时功率开关q1处于关断状态，其开关控制信号gh＝0，gh'＝1。在电感电流采样信号vlx减小到关断阈值时，比较器cmp3输出的比较信号zc＝1，此时最小关断时间信号min_off＝1，因此门电路and1的输出信号rs＝1。rs触发器242被置位使得信号neg＝1，进位使得rs触发器243被复位，休眠信号ncl＝1，ncl'＝0，门电路and2输出的开关控制信号gl置低，整流开关q2受控关断，开关控制电路进入休眠状态。
在开关变换器当前的开关频率大于或等于超音频模式下开关频率的预设值，或在调节功率开关q1的导通时间且功率开关q1的导通时间未减小到最小值，使得当前的开关频率等于预设值时，关断阈值控制信号ag置低，关断阈值生成电路241受控使得关断阈值切换至第一阈值vzcp1，其中第一阈值vzcp1为0或近似为0，以使得整流开关q2在电感电流减小至零时关断。
在功率开关q1的导通时间达到最小值后，当前的开关频率仍旧小于预设值时，调节电路231输出的关断阈值控制信号ag置高，使得关断阈值生成电路241将关断阈值切换至第二阈值vzcp2，从而延长整流开关q2的导通时间，释放输出电容c上多余的电荷，以增大开关频率至预设值使得开关变换器工作在超音频模式下。在本实施例中，关断阈值控制信号ag置高需要延长整流开关的导通时间时，电感电流减小至零后使得整流开关仍导通，此时电感电流反向增加，因此设置第二阈值vzcp2为小于零的值，且该值可以根据调节信号vc2的大小调节，以使得保持开关频率在预设值的同时维持输出电压保持为输出电压预期值。同时，第二阈值vzcp2调节整流开关导通时间的速度远远小于调节功率开关q1导通时间的速度，防止输出电压振荡。在一种可选的实现方式中，采样信号vlx还可以采样整流开关q2两端的电压以表征电感电流，同样实现整流开关的关断控制。应理解，第二阈值vzcp2的调节还可以有其他方式，例如根据反馈电压或反馈电流进行调节，还可以通过设定步长，逐步长地减小第二阈值，以满足开关频率为设定值的同时维持输出电压。
在开关变换器由超音频模式切换为重载模式时，休眠时间小于预设时间，从而使得第一电流发生器i2产生的第一电流id1反向以释放调节电路231中的电容c2上的电荷回到供电电压，使得调节信号vc2的值下降至最小电压vmin，以控制关断触发电路232使得功率开关q1的导通时间恒定。同时，使得关断阈值控制信号ag置低以控制关断阈值生成电路241将关断阈值切换到第一阈值vzcp1，其中第一阈值vzcp1为近似为零的值，从而使整流开关q2在电感电流过零时关断。在一种可选的实现方式中，可以在调节电路231中的电容c2上并联一个开关，以在开关变换器由超音频模式切换为重载模式时控制此开关导通来释放电容c2上的电荷，从而使得调节信号vc2的值下降至最小电压vmin。
在本实施例中，通过在开关频率小于预设值时减小开关变换器中的功率开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，在功率开关的导通时间减小至最小值时延长整流开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，由此，可以避免开关变换器出现音频噪声，同时，提高了开关变换器的效率和系统的集成度。
图6是本发明实施例的开关变换器在第一状态的工作波形图。图7是本发明实施例的开关变换器在第二状态的工作波形图。如图6所示，在开关变换器的控制器2检测到当前的开关频率小于预设值时，调节电路231受控于休眠信号ncl的反相信号ncl’输出调节信号vc2。关断触发电路232受控于功率开关q1的开关控制信号gh和调节信号vc2输出关断触发信号rst。在调节信号vc2增大时，基准信号kvout的值逐渐减小，使得斜坡信号vcap提前增大到大于基准信号kvout，以提前输出关断触发信号rst进而控制功率开关q1提前关断。同时，在功率开关关断时整流开关控制电路24输出的整流开关q2的开关控制信号gl置高，控制整流开关q2导通。在功率开关q1的导通时间减小时，电感电流il的最大值减小，使得其下降到0的时间缩短，输出电压减小，使得开关频率增大以维持输出电压，同时使得开关频率位于超音频范围内。如图6所示，第二开关周期(t1时刻-t2时刻)明显小于第一开关周期(t0时刻-t1时刻)。
在调节信号vc2增大到电压值vref2时，关断触发电路232受控于功率开关q1的开关控制信号gh和调节信号vc2输出的关断触发信号rst使得功率开关q1的导通时间达到最小值。
若在功率开关q1的导通时间达到最小值时，开关变换器当前的开关频率仍旧小于预设值，则调节电路231通过关断阈值控制信号ag控制整流开关控制电路24延长整流开关q2的导通时间。此时，开关变换器的工作波形如图7所示，功率开关q1的开关控制信号gh的有效时间保持不变，也即功率开关q1的导通时间保持最小值不变。整流开关q2的开关控制信号gl的有效时间逐渐增大，也即整流开关q2的导通时间逐渐延长使得开关变换器的输出电压下降，从而可以增大开关频率以维持输出电压同时使得开关频率位于超音频范围内。具体地，在调节信号vc2增大到表征设定值的电压值vref2时输出有效的关断阈值控制信号ag，控制关断阈值生成电路241将关断阈值切换到第二阈值vzcp2，第二阈值为为一个小于零且可调节的值，从而使得在电感电流il逐渐下降到负值时，电感电流的采样信号vlx等于第二阈值vzcp2时控制关断整流开关q2。应理解，在电感电流il下降到负值，整流开关q2关断后，电感电流il通过功率开关q1的体二极管续流至零。如图7所示，第四开关周期(t4时刻-t5时刻)明显小于第三开关周期(t3时刻-t4时刻)。
在本实施例中，通过在开关频率小于预设值时减小开关变换器中的功率开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，在功率开关的导通时间减小至最小值时延长整流开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，由此，可以避免开关变换器出现音频噪声，同时，提高了开关变换器的效率和系统的集成度。
图8是本发明实施例的开关变换器的控制方法的流程图。如图8所示，本实施例的开关变换器的控制方法包括以下步骤：
在步骤s100，检测开关变换器当前的开关频率。具体地，根据休眠信号或功率开关的开关控制信号检测开关变换器的休眠时间或开关周期以获取开关变换器当前的开关频率。其中，休眠时间表征功率开关和整流开关均关断的时间。
在步骤s200，判断开关变换器当前的开关频率是否小于预设值。其中，该预设值位于超音频范围内。具体地，通过比较开关变换器的休眠时间与预设时间的大小(或比较开关周期与预设周期的大小)以判断开关变换器当前的开关频率是否小于预设值。其中，预设时间用于表征开关频率为预设值时的休眠时间，预设周期用于表征开关频率为预设值时的开关周期。
在步骤s300，在开关变换器当前的开关频率大于或等于预设值时控制使得功率开关的导通时间恒定。
在步骤s400，在开关变换器的开关频率小于上述预设值时，根据开关频率和预设值之间的误差减小功率开关的导通时间以增大开关频率。
具体地，获取开关变换器当前的开关频率产生控制信号，并根据该控制信号产生调节信号以减小功率开关的导通时间。
进一步地，检测开关变换器当前的休眠时间或开关周期与预设时间或预设周期之间的误差产生控制信号，并根据该控制信号产生调节信号以减小功率开关的导通时间。
在步骤s500，在功率开关的导通时间减小到最小值后，开关变换器的开关频率仍小于上述预设值时，根据开关频率和预设值之间的误差延长整流开关的导通时间，以增大开关频率使得其保持在预设值。
其中，在功率开关关断后导通整流开关，并根据开关变换器的电感电流和关断阈值的大小控制整流开关的导通时间以使得开关频率位于超音频范围内。关断阈值在开关变换器工作在第一状态(也即通过调节功率开关的导通时间使得开关变换器当前的开关频率位于超音频范围内)时为第一阈值，在开关变换器工作在第二状态(也即功率开关的导通时间为最小值时通过调节整流开关的导通时间使得开关变换器当前的开关频率位于超音频范围内)时为第二阈值。其中，第一阈值为0或近似为0，第二阈值为一个小于0的值且可以根据开关频率和预设值之间的误差进行调节。
进一步地，通过比较调节信号和设定值产生关断阈值控制信号以切换关断阈值为第一阈值或第二阈值，并根据电感电流和关断阈值(第一阈值或第二阈值)调节整流开关的导通时间。其中，在调节信号达到设定值时表征功率开关的导通时间达到最小值，使得关断阈值控制信号置高以控制切换关断阈值为第二阈值，从而增大整流开关的导通时间以增大开关变换器的开关频率至预设值。在调节信号小于设定值(也即当前的开关频率在超音频范围内)时，使得关断阈值控制信号置低以控制切换关断阈值为第一阈值从而控制整流开关在电感电流过零时关断。
在本实施例中，通过在开关频率小于预设值时减小开关变换器中的功率开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，在功率开关的导通时间减小至最小值时通过延长整流开关的导通时间使得开关变换器的开关频率位于超音频范围内，由此，可以避免开关变换器出现音频噪声，同时，提高了开关变换器的效率和系统的集成度。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。